高手教你如何计算逆变器输出滤波电感
三相逆变器电感计算
三相逆变器电感计算
摘要：
1.三相逆变器电感计算简介
2.三相逆变器电感计算公式
3.影响电感计算的因素
4.电感计算的实际应用
5.总结
正文：
三相逆变器电感计算是一个重要的环节，在设计和优化逆变器电路时，需要对其进行精确的计算。
电感是逆变器电路中的一个重要参数，它对电路的性能有着直接的影响。
因此，掌握三相逆变器电感计算的方法是十分必要的。
首先，我们来看一下三相逆变器电感计算的公式。
电感的计算公式为：L = (V^2s / (2πfB))^1/2，其中，L 代表电感值，V^2s 是逆变器输出电压的二次方，f 是逆变器的工作频率，B 是逆变器的磁通密度。
这个公式是计算电感的基础公式，但在实际应用中，还需要考虑其他因素，如电感材料的特性、线圈的结构等。
影响电感计算的因素主要有两个，一是电感材料，二是线圈的结构。
电感材料的不同，会影响电感的磁导率，从而影响电感值。
线圈的结构，如线圈的匝数、直径、长度等，也会影响电感值。
因此，在进行电感计算时，需要考虑这些因素。
在实际应用中，电感计算常常用于优化逆变器电路。
例如，当需要提高逆
变器的输出电压时，可以通过增加电感值来实现。
同样，当需要减小逆变器的体积时，可以通过减小电感值来实现。
通过电感计算，可以更好地设计和优化逆变器电路，提高电路的性能。
总的来说，三相逆变器电感计算是逆变器设计和优化的重要环节。
三相逆变器电感计算
三相逆变器电感计算一、三相逆变器的基本概念三相逆变器是电力电子变换器的一种，广泛应用于交流电源、变频器、光伏发电系统等领域。
它通过控制开关器件的通断，将直流电源转换为交流电源，从而驱动负载。
三相逆变器相较于单相逆变器，具有输出电压平衡、系统稳定性高等优点。
二、电感在逆变器中的作用电感在逆变器中起到滤波、储能的作用。
它能抑制开关器件产生的高频谐波，提高输出电压的波形质量；同时在负载电流变化时，电感能提供或吸收多余的电流，使输出电压保持稳定。
三、电感的计算方法电感的计算方法主要有以下几种：1.依据电感器的物理尺寸计算：电感量（L）与线圈长度（l）、线圈匝数（N）和线圈截面积（S）有关，计算公式为L=N*l/（2*π*f*S），其中f为电源频率。
2.利用电感器的感应电动势与电流关系计算：当通过电感器的电流发生变化时，电感器会产生感应电动势。
根据法拉第电磁感应定律，感应电动势与电流的变化率成正比，计算公式为L=ΔV/ΔI。
3.根据电感器的阻抗计算：电感器的阻抗（Z）与其电感量（L）和直流电阻（R）有关，计算公式为Z=R+jωL，其中ω为电源频率。
四、三相逆变器电感计算实例以一台380V、50Hz、功率为10kW的三相逆变器为例，首先计算电感器的电流有效值：I=P/(1.732*U)=10000/(1.732*380)=25.4A。
然后根据电感器的电流变化率和电源频率，计算电感量：L=ΔV/ΔI=500V/25.4A=20mH。
最后根据电感器的电感量和直流电阻，计算电感器的阻抗：Z=20jΩ。
五、电感计算在实际应用中的重要性电感计算在实际应用中具有重要意义。
合理的电感值选择可以降低开关器件的损耗，提高系统的工作效率；同时有助于优化输出电压波形，减小电磁干扰，提高产品的可靠性和稳定性。
逆变电源输出滤波器的计算
2
为了使基波电压增益指标符合要求，应当使最大 功率、最低感性功率因数负载条件下的基波电压增益 不小于g’，根据式（6）可得：
图4 临界滤波电容 2）确定空载输入基波电流指标 当滤波电容取临界滤波电容值Cmin 时，滤波器的 空载输入基波电流的有效值为
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逆变器输出滤波器的计算
可得临界基波电流曲线如图7中的曲线3 所示。 4）确定最优L、C 值 由式（14）得 Copt=198.6uF Lopt=45.8uH 取L=46uH，C=200uF 。
2 *115/200 = 0.813
2 P =1152 *10-3 /30 = 0.4408Ω Z = U0
最低感性负载功率因数cosθ=0.6。 由式（8）可得临界电压增益曲线，如图7 中曲线 2 所示。
2.2.4 根据逆变电源对线性负载适应性指 标确定最优的L、C 值
逆变电源的负载适应性指标可表述如下：在满足 谐波含量指标、基波电压增益指标及空载输入基波电 流指标的前提下，使逆变电源对线性负载的适应性能 够最好。 同时满足谐波含量指标、电压增益指标和空载输 入基波电流指标的 LC 区域如图6 中的阴影所示。由 前面的分析可知：1）在 LC 之积恒定时，L 越小， 逆变电源的输出阻抗越小，逆变电源对非线性负载的 适应性越好；2）L 越小，越不容易出现过调制，逆变 电源对非线性负载的适应性越好。所以图6 中B 点对 应的LC 值是最优值，其值为： 图7 LC 参数设计
中， 频率为 （2ωs-ω0） 的谐波是逆变器输出PWM 波中复制最高的谐波，它对输出电压的波形影 响最大。输出电压中，只要频率为（2ωs-ω0）的谐波
符合要求，则其他高次谐波含量均能符合要求。所以 在这种情况下设计LC 滤波器时，只需考虑滤波器对 （2ωs-ω0）频率谐波的衰减。
逆变器输出滤波电感设计(周洁敏)
周洁敏调制方式有2种：单极性调制和双极性调制单极性调制（桥）双极性调制（推挽）正弦脉宽调制技术SPWMU 某点正弦波幅值N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,ko,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯δA cR c R δΦu (t)i （t ）Nl cμ20c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。
即电感为逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制单极性调制B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω交流滤波电感不但有基波分量，而且叠加较大的高频分量，磁芯选择不仅要考虑基波损耗，而且要考虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基波电流，还要流过高次谐波电流，线圈应当考虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果线圈窗口利用率自然冷却经验值K1线圈损耗等于磁芯损耗K2210.707K K各种系数与电感类型的关系决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗损耗热阻最大允许温升决定损耗极限lim /thP T R =∆允许温升由设计需求确定th 20/R K W=。
逆变器输出滤波电感设计 周洁敏
周洁敏调制方式有2种：单极性调制和双极性调制单极性调制（桥）双极性调制（推挽）正弦脉宽调制技术SPWMU 某点正弦波幅值N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,ko,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯δA cR c R δΦu (t)i （t ）Nl cμ20c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。
即电感为逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制单极性调制B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω交流滤波电感不但有基波分量，而且叠加较大的高频分量，磁芯选择不仅要考虑基波损耗，而且要考虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基波电流，还要流过高次谐波电流，线圈应当考虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果线圈窗口利用率自然冷却经验值K1线圈损耗等于磁芯损耗K2210.707K K各种系数与电感类型的关系决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗损耗热阻最大允许温升决定损耗极限lim /thP T R =∆允许温升由设计需求确定th 20/R K W=。
三相PWM逆变器输出LC滤波器设计方法
三相PWM逆变器输出LC滤波器设计方法一、本文概述随着可再生能源和电力电子技术的快速发展，三相PWM（脉宽调制）逆变器在电力系统中得到了广泛应用。
为了改善逆变器的输出波形质量，降低谐波对电网的污染，LC滤波器被广泛应用于逆变器的输出端。
本文旨在探讨三相PWM逆变器输出LC滤波器的设计方法，分析滤波器的主要参数对滤波效果的影响，为工程师提供一套实用的滤波器设计流程和指导原则。
本文将首先介绍三相PWM逆变器的基本工作原理和LC滤波器的功能特点，然后详细阐述LC滤波器的设计步骤，包括电感、电容参数的选取，滤波器截止频率的计算等。
接着，本文将通过仿真和实验验证所设计的LC滤波器的性能，分析滤波效果与滤波器参数之间的关系。
本文将总结滤波器设计的关键因素，并给出一些实用建议，以帮助工程师在实际应用中更好地设计和优化LC滤波器。
通过本文的阅读，读者可以全面了解三相PWM逆变器输出LC滤波器的设计原理和方法，掌握滤波器参数的选择和优化技巧，为提升逆变器输出波形质量和电网稳定性提供有力支持。
二、三相PWM逆变器基础知识三相PWM（脉冲宽度调制）逆变器是一种电力电子设备，用于将直流（DC）电源转换为三相交流（AC）电源。
它是许多现代电力系统中不可或缺的一部分，特别是在可再生能源领域，如太阳能和风能系统中。
了解三相PWM逆变器的基础知识是设计其输出LC滤波器的前提。
三相PWM逆变器的基本结构包括三个独立的半桥逆变器，每个半桥逆变器都连接到一个交流相线上。
每个半桥由两个开关设备（通常是绝缘栅双极晶体管IGBT或功率MOSFET）组成，它们以互补的方式工作，以产生所需的输出电压波形。
PWM控制是逆变器的核心。
它涉及快速切换开关设备，以便在平均意义上产生所需的输出电压。
通过调整每个开关设备的占空比（即它在任何给定时间内处于“开”状态的时间比例），可以精确地控制输出电压的大小和形状。
三相PWM逆变器的一个关键特性是它能够产生近似正弦波的输出电压。
滤波电感计算公式
电感的计算公式5.4 滤波电感的分析计算在直流变换电路中，都设有LC滤波电路，滤波电感中的电流含有一个直流成分和一个周期性变化的脉动成分。
磁场的变化规律如图5-6。
下面以Buck型直流变换电路为例说明滤波电感的设计方法。
Buck电路的原理图如图5-10（a），电感L的作用是滤除占波开关输出电流中的脉动成分。
从滤波效果方面考虑，电感量越大，效果越明显。
但是，如果电感量过大，回使滤波器的电磁时间常数变得很大，使得输出电压对占空比变化的响应速度变慢，从而影响整个系统的快速性。
一味地追求减小输出电压的纹波成分是不可取的。
所以在设计电感参数时应从减小纹波和保持一定的快速性两个方面去考虑。
OUi Lmaxi LminTDTi L(a) (b)图5-10 Buck电路及其电感的电流1. 电感量的计算首先讨论以限制电流波动为目的的电感量的计算。
由对斩波器的分析可知，电路进入稳定状态后，电感电流在最小值I Lmin和最大值I Lmax之间波动变化，波动的幅度为ΔI，如图5-10b),电感L与ΔI的关系为TDIUL O)1(−∆=（5.29）可见电感量越大，电流的波动就越小。
一般电流波动ΔI根据使用要求预先给定，由此来决定电感的大小。
式（5.29）还说明，对于同样的ΔI，在不同占空比下所需的电感是不同的。
在占空比较小时需要更大的电感。
在电路工作中，如果负载突然变化，输出电流I O会随之变化，为了保持输出电压U O不变，占空比必须做相应的变动。
由于滤波器由储能元件构成，不可能立即跟踪占空比的变化，这就会出现一个过渡过程。
我们希望这个过渡过程的时间短越好。
设负载变化以前占空比为D1，负载变化以后的占空比为D2。
过度过程时间为T R，它们之间的关系为)1(12−∆=D D U I L T O R （5.30） 式（5.30）的推导比较复杂，读者可以参考有关资料。
但由上式可以看出，电感越大，对应的过度过程时间就越大，这说明电感过大对提高快速性是不利的。
计算滤波电感值
c
在单相变压器中,近似取A s Ac , 则
2.22k Fe kcu JBm As2 1
有A、B两组典型数据，如下，计算S2与As之间的关系：
参数名称 Bm (T) J (A/mm2) kFe kcu η S2 (VA) As (cm2)
A 1.0 2.5 0.9 0.3 0.85 0.69As2
绕组匝数计算：
U1 N1 et
（匝）
U 2i N 2i 1.05 （匝） et
绕组截面计算
I1 A1 (mm 2 ) J
I 2i 2 A2i (mm 2 ) 式中：J—电流密度（A/mm ) J
四、结构设计 三相平特性变压器结构简图如下：
三相干式变压器
（1）铁心尺寸
当铁心截面积As确定后，有 As=ab 一般地：b=(1.2~2)a 式中：As—铁心柱截面积（mm2） a——铁心片宽（mm）
电流时，交变磁通Φ在铁心中产生
感应电动势和感应电流，感应电流
在铁心中形成闭合回路且呈旋涡状，
故称为涡流。铁心内产生涡流时，
使铁心发热，造成能量损耗称为涡 流损耗。 涡流的产生
五、变压器的工作原理
简单的单相变压器：两个线圈没有 电的直接联系， 只有磁的耦合。 原绕组（一次绕组或初级绕组）：两个 线圈中接交流电源的线圈，其匝数为N1 副绕组（二次绕组或次级绕组）： 接 到用电设备上的线圈，其匝数为N2 交变磁通同时与原、副绕组交链，在原、副绕组内感应电动势。
4.44 50Bm As 0.9 104
2 102 Bm As
令
N0 1 et
N0—每伏匝数
50 45 N0 Bm As Bm AFe
Bm— 磁通密度（T）
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高手教你如何计算逆变器输出滤波电感
在全桥的逆变器当中，滤波电感是非常重要的一种元件，电感值的确定将直接影响到电路的工作性能。
本篇文章将为大家介绍一种逆变器当中滤波电感的计算方法以及所用材料。
想要确定逆变器当中的滤波电感值，我们首先需要确定电感的LC值，而后在此基础上来进行设计。
一般来说，逆变滤波电感使用Iron Powder材料，或High Flux、Dura Flux材料，Ferrite也可以。
一般应保证其铁损与铜损有一个比例，如0.2~0.4，之所以不用0.5（此时效率最高），是因为散热的问题。
对于上图所示的半桥逆变电路，由于其输出为正弦波，按照电路原理，其在输出过零点时，SPWM波的占空比最高（0.5，不计死区时间），此时电感上的dB最高，ripple电流也最大，为：Ippmax=Vi/（4fL）（1）f为SPWM波频率，L为滤波电感量。
相应的B值为：Bpkmax=10e8*Vi/
（8fAN）（2）A为磁芯截面，N为匝数，单位为厘米克秒制，磁密单位为Gauss。
将（1）式代入（2），可得：Bpkmax=10e8IppL/（2AN）（3）当输出电压瞬时值不为零时，可经由Bus电压减输出电压而得出L上的电压，再按照占空比的频率可得每一个SPWM周期的Bpk，其与输出电压的关系如下：Vo/Vi在图中最高比
例为0.5，这只对输出峰值等于Bus电压的情况。
在实际使用中，如果需要更高的输出精度，Bus还会降低，比值相应变小。
同时也可以看出，输出电压越高，磁密变化越低。
上图可以帮助我们理想磁芯内的磁密变化，却并不利于直接计算损耗。
下图给出了在不同输出电压峰值的情况下，平均损耗与最大损耗在不同材料下的比值。
当然，损耗最大发生在输出为零的情况。
在实际设计时，只需知道输出电压峰值及Bus电压大小。
按式（2）或（3）再经由Steinmetz公式Pmax=k*Bpkmax*n*f*m就可知Pmax，从而可知Pave，也就是您所设计电感的铁损。
至于铜损，相信再简单不过了，按输出电流有效值乘L的DC电阻就可以了。
ripple就不必考虑了，太麻烦。
如果频率够高，有涡流的话，再乘一个系数。
倒是温度系数不得不考虑。
下面给出一些材料的n值，方便查找曲线：Micrometals 其它材料，厂商都有提供n值，或者其它类似参数，到时再算一下。
还有一点，通过控制理论和上述方法算出的最优解未必符合，自已取舍了。
本文主要给出了全桥逆变器当中滤波电感的计算方法，并对滤波电感的材质的选择进行了建议，对新手设计者来说有着很大的帮助。
希望大家在看过本篇文章之后，能学会逆变器当中滤波电感的计算方法，从而为自己的设计打下坚实的基础。