2J27S 4p1s fd422

2J27S+4P1S+FD422全直热单端胆机将开工先上点2J27 和4P1S的资料2J27S.jpg2J27的曲线图4P1S三极接法曲线图.jpg4P1S工作点红线为准.JPG4P1S的曲线图打算全用三极管接法!2J27S+4P1S+FD422單端膽機電路.JPG初步电路图!goodfly1102008-3-20 17:56:36哈哈上点资料(大家要慢慢等了)直热三极管交流点灯之效果研究本文旨在分析交流点灯对直热三极管电子发射部件（阴极灯丝）的影响与效果。

我会集中讨论在单端放大级线路上的表现，因为在推挽线路中，部分效果会自动获得补偿。

我会使用敷钍灯丝的Tungsten 801管作为实例。

而本文所讨论的原理可以应用到各种类型的灯丝结构。

三个主要的影响表现在：市电频率主要原因包括灯丝线路走线导致的不平衡；供给灯丝的电源变压器（缺陷）导致电源杂波耦合进入信号通道，等等。

通常我们会使用一个“HUM平衡电位器”来降低甚至消除这种现象。

电位器跨接在灯丝两端，而其可变端则连接到系统的直流回归点（也就是地---译者注）。

这种作法已经被广泛应用，并可以用以改善市电频率成分（包括奇次谐波。

）本文将不再讨论这种做法，因为关于它的文章已经是随处可见。

但是，在后文所附的线路中都包括了这一技术。

1. 灯丝结构本身所产生的HUM。

主要原因在于灯丝本身质量很轻。

由于交流供电在所加电压的每半周是完全对称的，所以这种原理所导致的HUM成分会两倍于市电频率（以及市电频率的偶次谐波）。

实际上，由于加载在灯丝上的交流电，灯丝基本上是以两倍市电频率加热或冷却。

本文的下一部分将讲解这种影响以及降低它的方法。

2. HUM成分的信号调制。

指的是加载信号在两倍市电频率的互调。

这一影响在单端和推挽直热线路中都同等存在。

这一现象可以说不是一种低等次的HUM，而是高等次的失真效应。

例如：当市电频率60Hz时，如果在放大器中加入一个纯1000Hz的信号，我们不仅可以得到1000Hz的输出（以及在2000Hz,3000Hz的少许谐波），而且还可以得到一系列HUM调制成分。

在本例中的只要成分会在880Hz和1120Hz。

由于这是一个互调效应，所以在很多其他频率都会出现这种效应。

例如760Hz(1000-240),1640Hz(2*1000-3*120)，等等。

本文中所谈到的原理皆已在如下平台上经过测试：801:低Mu 敷钍灯丝结构。

841：高Mu 敷钍灯丝结构。

6BG4: 低Mu 氧化物覆膜灯丝结构。

1U4(三极管接法)：中Mu 小型灯丝结构。

直热三极管交流点灯Hum控制本部分主要关注在直热三极管交流点灯中如何减轻低频段Hum。

我将假设市电频率成分已经使用标准的平衡电位器消除。

然而，即使这样，剩余的，主频率为两倍市电频率的HUM，可能还会是相当可观。

由于它的频率是两倍市电频率，所以经常被误认为和偏压或高压电路有关。

然而基于这个判断的各种改善措施则往往让事情更糟。

在本部分中，我们将看到为什么会这样。

上文已经提到，在市电频率的每半周所发生的轻微加热和冷却的过程是这一HUM成分的成因。

正由于这个原因，我们很幸运这个HUM 成分的相位会非常巧。

也就是说，用一个全波整流的信号所产生的负压（例如用来做固定栅负压的）注入栅极能减低这一HUM，而且用一个全波整流的信号所产生的正压（例如用于高压的）注入屏极也可以减低这一HUM。

这一现象说明适当定相的，而且不完全滤波的源事实上会在消除这一HUM成分上有所裨益。

在后面我们会再进一步探讨这一问题。

这一段我们来讨论一下该效应的量化。

为了研究这一问题，我使用了一个滤波器组，来获得一系列固定在市电频率的信号。

然后我再调整信号的相位和幅值，并观察（试验电路中）HUM消除的情况。

我的市电频率是60Hz。

市电频率不同的读者需要根据你的市电频率做调整。

我建立了一个实验性的801放大器。

使用RC耦合。

我还特别对灯丝降压，灯丝电压在6.3V，而不是标准的7.5V。

（实际灯丝电压是6.62V AC）。

高压使用600V DC，经过精确滤波（AC成分大约10mV。

）偏压源来自于一个5651，滤波后AC成分大约3mV。

做完这些我就可以完全独立地研究直热三极管交流点灯的HUM成分。

这一电路的偏压大约-26.5V，屏负载27K，电路增益为6左右。

灯丝已经使用了一个平衡电位器。

而内在HUM在屏极上为342mV。

（注意如果使用常用的单端变压器输出线路做成功率级的话，经过变压器的阻抗和负载，这一HUM指标可能会变成比较小的mV数。

）注入一个正确定相的120Hz成分可以获得18dB的排斥。

加入一个正确定相的240Hz成分可以把排斥提升到25dB。

再加入一个正确定相的360Hz成分可以继续提高排斥到29dB。

这个时候，剩下的主要HUM成分是180Hz，因为180Hz的相位会因为灯丝结构的分布电容而发生变异，从而使60Hz和180Hz成分会轻微地互为异相。

再加入一个正确定相的180Hz可以把排斥提升到31dB。

这一排斥可以长时间地保持稳定，并不受开关机的影响。

只要注入的排斥信号和市电的幅值成正比，在把市电电压从110V上升到130V过程中，排斥的变化维持在1dB左右以内。

使用滤波器组的方法，我所获得的最高排斥能做到36dB(120,180,240,360,480,540,600Hz滤波组。

)解决这一问题的实做线路应该包含了三个LC通频滤波：频率设定为120Hz, 240Hz, 和360Hz为宜。

然后，通过细微调整谐振频率，就可以改变相位，而且通过一个衰减电位器（可变电阻），就可以控制波幅。

如下是一个更为简单，但经过妥协的线路，也可以提供非常有效的控制。

正如我上文提到的那样，线路中的HUM成分的相位的特点是：如果全波整流出的负压进入栅极或全波整流出的正压进入屏极，都正好处于正确的相位来排斥该HUM。

所以我们可以只需要增加三个元件就可以排斥大部分DHT Hum. 线路原理图如下clip_image001.JPG上图左边的原理图相当传统。

它包含了标准平衡电位器。

右边的电路图则增加了两个二极管和第二个电位器来改善直热三极管HUM。

利用这一电路，我成功地把输出端HUM从342mV减小到29mV，相对于整体HUM的水平，大约22dB的排斥。

请注意这一妥协后的线路能够达到复杂线路大部分的效果而且没有增加太多的复杂性。

对于那些不喜欢小硅管的朋友，也可以用6AL5或6H6替代。

顺便提一下，我用了一个高质量的10圈电位器作为第二个HUM排斥电位器。

而且具体用什么二极管好像结果没有什么差异，尽管由于实际应用的电子管和走线不同，有时候在二极管两端旁路一个0.02uF的电容会有很大的帮助。

这一技巧也适用于自给偏压电路。

如下是一示例原理图，也是用801做例子：humbal3.JPG注意到这并不比固定偏压的例子复杂。

阴极旁路电容的截至频率应该远低于市电频率，这点应该在任何情况下都需要注意的。

如果变压器灯丝绕组有抽头，请不要使用它。

这一技术也可以应用到功率放大器的每一放大级。

如下是一个我所制作的推动放大器的实例，每一级都考虑了HUM补偿：clip_image001.JPG在这一例子中我增加了一个高通LC滤波，大概设定为240Hz。

这个补偿注入了6SN7推动级。

请注意在这里相位调整是一致的。

由于这个新添加的排斥属于带通（过滤240，360Hz等等），所以我可以用一个220nF的电容旁路第一个消除器，来提供对更高频率的电源噪音消除。

本电路整体输出涟波大约12mV，而整体HUM排斥达到了340/12也就是29dB。

顺便提一句，这个推动级提供大约40dB增益，是一个很好声的功率放大器。

其他制热三极管841 的灯丝结构实质上和801没有区别，所以在考虑到其增益，负载和负压等的区别之后，补偿的效果可以说是完全一致的。

6B4的灯丝结构相对小型，所以其所需要补偿的相位和幅值会有所区别，但实际上可以获得的排斥效果也基本一致。

但1U4，其灯丝非常小，其补偿效果并没有那么显著，只得到了大概15dB的改善。

我并没有在1U4上尝试滤波器组的方法，如果用这种方法估计改善会更大。

（后面一句不是很理解，应该和频响的极点相关。

待以后补足。

）其他方法：而且如同上文中已经提到的，不充分滤波的高压和（或）偏压电源实质是有益的。

但是，其相位定位要求只能使用一级RC滤波。

LC或CLC滤波会导致过度相移而且不能正确地补偿。

使用一级RC滤波，只需要简单地调整输出电容来获得最低HUM等级！这里会有一个最小值出现，因为如果电容超出这个极值点，则涟波会过小从而不足以补偿灯丝HUM。

注意这里谈的是全波整流，半波或倍压整流并不适用这种方法。

HUM MODULATION Effects of the DHT直热三极管的HUM调制效应正如我们在介绍部分提到的，还存在一种由于灯丝瞬时温度变化而导致的互调效应。

这一效应会缓慢地改变元件的跨导，从而导致调制效应。

这一现象在SE和PP上都有观察到。

在本部分，我们将量化研究这种效应并找可以把这种效应最小化的可行办法。

我还是在上述电路上研究这一效应。

我在放大器的输入端加载上多种强度的1K Hz 信号，然后测量相应的880Hz 产出，以此来作为该效应的指示。

负压很小心地设置为26.5V，灯丝电压在6.6V。

测试的结果，见输入峰值信号强度与调制百分比的对比表Input Peak Level vs % Modulation输入峰值对调制百分比Input Level (Pk) Hum IMD %10 0.12%15 0.1320 0.1421 0.14222 0.14423 0.1624 0.2025 0.2426 0.2827 0.3128 0.3429 0.3530 0.35灯丝交流的峰值是4.6V (6.6/2 * 1.4)。

如果从26.5V 偏压中减去这一峰值结果是21.9V。

我们注意到在表中，失真并不与信号强度成线性关系，当信号超出22V后，HUM调制会上升得非常之快知道最终达到一个渐进点。

这一结果建议：控制HUM调制的可行办法之一是小心选取偏压值，令偏压大于可能信号峰值与灯丝交流峰值的和。

在801线路中，我们在第二部分中讨论的电路对HUM调制的影响不超过1dB。

我没有在上面的原理图中画出来，但这一功率放大级是由一个6SN7输入放大级推动的。

我在6SN7的阴极设置了一个小的10欧姆取样电阻，当用于排斥HUM的信号输入进这一取样电阻时，对HUM调制没有任何影响。

这也说明我们在801的栅极所观察到的细小变化是由于6SN7的屏阻的细微变化而导致的以上资料为danioy兄翻译的,没有经过他的同意就转载了,见晾!兄弟。