低电压低功耗伪差分两级运算跨导放大器设计
(完整word版)跨导运算放大器的设计
跨导运算放大器的设计一、实验任务1-1 实验目的学会使用数模混合集成电路设计仿真软件Hspice ；学会按要求对电路的参数进行调整；学会对工艺库进行参数提取；学会用提取的参数进行手工计算分析并与仿真得出的参数进行比较。
通过上述实践达到对之前所学《模拟集成电路原理与设计》理论课程内容的更深入的理解和掌握，以及初步掌握模拟集成电路设计的方法和步骤，使学生能较快适应未来模拟集成电路设计的需求。
1-2 实验任务：设计一个跨导运算放大器（1） VDD=1.8 V, 使用models.mdl 库文件，1:B 是指两个管的w/L 之比，I bias =54A ，试调整各个管的参数，使该运放的放大倍数A V =inip noutv v v ->60，而且同时满足增益带宽积GBW>100 MHz ，相位裕度PM>65 o C ，并且最优指数totalLI C GBW FOM •=>0.422，可先参照一个样板仿真文件ota.sp 和C LB : 1 1 : Bota_test.sp ，然后自己调整；（2） 仿真各指标满足要求后，自行设计参数提取电路进行电路中的各个部分晶体管的参数提取，然后进行手算分析。
将分析结果与实际仿真结果进行比较；（3） 尽你所能调整除 VDD 之外的其他参数，包括I bias 来提高FOM ，最高能提高到多少？最后提交一个word 电子文档，包括参数提取过程、手算分析过程、电路图（带管子参数）、仿真波形图、及相关详尽的说明。
二、实验内容2-1 问题12-1-1参数分析•增益Av由out m V BR g A 10=，m g = 34||out o o R r r = ，333,EN o d V L r I =444EP o d V Lr I =B= (W 3/L 3)/(W 2/L 2)则43432233111//)/(2d d PN EN d ox out m v I I L L V V L W L W I L W uC BR g A ⨯⨯==所以，可通过增大M1的宽长比，增大L4的大小，以及提高M3和M2的沟道宽长比之比B 来提高放大增益V A 。
低压低功耗运算放大器的设计
低压低功耗运算放大器的设计随着移动设备的普及和便携性的要求，对于电路设计的低压低功耗需求也日益凸显。
在移动终端、嵌入式系统和无线通信等领域，低压低功耗运算放大器成为了设计中的重要组成部分。
低压低功耗运算放大器的设计旨在实现在低电源电压下，同时保持较高的增益和带宽。
为了实现这一目标，设计师采用了一系列的技术和方法。
首先，采用了低功耗的晶体管和电流源。
晶体管是运算放大器的核心组件，其特性直接影响着整个电路的性能。
为了降低功耗，设计师选择了低功耗的晶体管，如互补金属氧化物半导体（CMOS）晶体管。
此外，通过优化电流源的设计，进一步降低了功耗。
其次，优化了电路的结构和拓扑。
在低压低功耗运算放大器的设计中，采用了一些常见的结构和拓扑，如差分放大器、共源极放大器等。
通过合理的布局和优化的电路结构，可以提高性能并降低功耗。
此外，采用了一些节能的技术。
例如，设计师可以利用自适应偏置电路，根据输入信号的大小自动调整电路的工作状态，从而降低功耗。
另外，可以利用电源管理技术，在电路不使用时自动关闭或降低电源供应，进一步降低功耗。
最后，进行了精确的仿真和优化。
在设计过程中，设计师进行了大量的仿真和优化工作，以确保电路在低压低功耗的条件下能够保持良好的性能。
通过精确的仿真和优化，设计师可以找到最佳的工作点和参数，提高电路的性能和功耗。
综上所述，低压低功耗运算放大器的设计是面向移动设备和嵌入式系统的一项重要工作。
通过采用低功耗的晶体管和电流源、优化电路结构和拓扑、应用节能技术以及进行精确的仿真和优化，可以实现在低电源电压下高增益和带宽的要求。
这将为移动设备和嵌入式系统的应用提供更好的性能和更低的功耗。
一种低电压恒定跨导轨到轨运算放大器的设计
一种低电压恒定跨导轨到轨运算放大器的设计曹正州; 孙佩【期刊名称】《《电子与封装》》【年(卷),期】2019(019)011【总页数】4页(P22-25)【关键词】低电压; 轨到轨; 恒定跨导【作者】曹正州; 孙佩【作者单位】中科芯集成电路有限公司江苏无锡214072【正文语种】中文【中图分类】TN4021 引言随着集成电路尺寸的不断缩小，电源电压也在逐步降低，输入信号的电压范围也越来越小。
由于P 管和N 管都需要一个开启电压，所以单差分对的输入结构无法处理输入电压接近电源或者接近地的信号。
为了适应更低工作电压的需求，轨到轨运算放大器依靠电路本身结构设计来实现宽摆幅的动态范围。
轨到轨运算放大器不但实现了输出信号全电压范围的摆幅，更重要的是实现了输入信号全电压范围的摆幅。
但一般的轨到轨运算放大器仅实现了输入和输出信号的轨到轨，而输入的跨导会随着输入信号的变化而变化，本文设计的轨到轨运算放大器还实现了输入跨导的恒定。
本文将轨到轨运算放大器的设计分解为输入级轨到轨和输出级轨到轨相关联的两个部分[1]。
本文以低电压运放电路应用为背景，设计的运算放大器电路的工作电压为2.8 V，分别从轨到轨输入级和轨到轨输出级来分析和设计低压运放电路。
2 轨到轨输入级传统运放输入级通常采用单个差分对[2]，不管是P型差分对或者是N 型差分对都不可能实现输入共模信号的轨到轨，若将两者结合起来形成一个互补的差分对就可以实现轨到轨的输入。
该互补的差分对随着输入共模信号电压的变化会单个工作或者同时工作。
在运放的频率响应上，开环运放的增益带宽积是一个非常重要的参数，它与非主极点的位置关系决定了运放系统的稳定性。
在运放非主极点固定的情况下，期望获得稳定的增益带宽积，以得到良好的系统稳定性[2]。
运放的增益Av=GmRout，其中Gm 为输入跨导，Rout 为输出电阻，所以运放输入级跨导的恒定对系统稳定性有着重要的作用。
但是采用互补差分对结构作为输入级的运放跨导如果不加控制会随着输入共模信号电压的变化而变化。
一种含有带隙基准源的低功耗运算跨导放大器的分析与设计
一种含有带隙基准源的低功耗运算跨导放大器的分析与设计赵以诚;律博;吴春瑜;梁洁;王翔驹【摘要】提出一种含有带隙基准源的低功耗CMOS运算跨导放大器的设计方法,在Candence的sehmatic 工具下完成了电路的搭建与整理,并分析了其基本结构.在此基础上,运用Hspiee仿真工具建立了电路模型,并完成了系统仿真验证.在7.75V电源电压下,基于csmc 0.5μm工艺模型,本设计可驱动75 pF负载,相位裕度为135度,单位增益带宽为1.19 MHz,静态功耗为3.43 mW,实现了低功耗运算跨导放大器的良好性能.【期刊名称】《辽宁大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2011(038)001【总页数】6页(P5-10)【关键词】带隙基准源;相位裕度;增益带宽;跨导放大器【作者】赵以诚;律博;吴春瑜;梁洁;王翔驹【作者单位】辽宁大学,物理学院,辽宁沈阳110036;北京美新华微电子技术有限公司,北京100044;北京美新华微电子技术有限公司,北京100044;辽宁大学,物理学院,辽宁沈阳110036;北京美新华微电子技术有限公司,北京100044;中山大学,信息科学与技术学院,广东广州510006【正文语种】中文【中图分类】TN32近年来随着半导体产业的迅猛发展,由于LED(发光二极管)具有体积小、功耗低、寿命长等特点,它被应用于很多领域,诸如 LED电脑显示屏幕,LED电视,汽车电子,这就需要一款芯片驱动LED工作.基于LED显示屏驱动芯片,它用于控制 100个串联的LED的开启与关断,本文设计了一种用于LED驱动芯片实现调光功能、升压式直流调节的核心电路—含有带隙基准源的低功耗运算跨导放大器(Gm_OTA).目前,对运算放大器的研究热点主要集中在两个方面:一方面是针对低功耗,降低静态电流;另一方面是提高放大器的增益.本文主要针对第一个方面对运算跨导放大器进行研究与设计.文章首先对电路进行分析改进,然后对电路进行了仿真验证,最后完成了版图设计.本设计的高增益低功耗跨导放大器应用于LED显示屏驱动芯片,需要 7.75 V的输入电压.如图1,它主要由带隙基准模块和一个跨导放大器模块共同构成,带隙基准模块为跨导放大器模块提供偏置电流.本设计采用的带隙基准源电路结构不同于传统的电压基准与电流基准分别产生的基准源电路,传统的带隙基准源电路需要一个运算放大器,它占用的芯片面积较大.图2是一种传统的典型的带隙基准电路,这里假设基极电流可以忽略,晶体管Q 2是由 n个并列的晶体管单元组成,而 Q 1是一个晶体管单元.假设我们用某种方法强制VO1和 VO2相等,那么VBE1=R I+VBE2,即 R I=VBE1-VBE2=VTln n.所以,VO2=VBE2+VTln n.将此电路作两处修改,变为实用的电路.首先,必须加入一种电路以保证VO1=VO2.其次,需要通过按适当的比例增大 R I =VTln n.图3是一个可以完成上述两个功能的实际改进电路.这里加入了一个运算放大器A1,它以 VX和VY为输入,驱动 R1和 R2(R1=R2)的上端,使得 X点和 Y点稳定在近似相等的电压.基准电压可以在放大器的输出端得到.经过分析,VBE1-VBE2=VTln n,得到流过右边支路的电流为VTln n/R3,因此输出电压为:为了满足零温度系数,必须使(1+ R2/R3)ln n≈ 17.2,从而满足了正负温度系数的补偿.传统的带隙基准源工作在低电压下,本设计要求其工作在 7.75V电压下,所以对电路进行了改进,图4为本设计跨导放大器所采用的带隙基准源核心电路图.该基准源采用一阶温度补偿,输出电压为 1.35V.首先,电路中不存在运算放大器,只包含一个简单放大器.其次,电路中多了一个缓冲器buffer(画圈部分),增大了电路的驱动能力.由于双极晶体管Q 1和Q 3的偏置电流实际上是与绝对温度呈正比,所以本设计采用了有效的 PATA电流.如图5所示,电路正常工作时,所有管都工作在饱和区,电路中的M1～M2,M3～M4和M5～M6均为尺寸相同的对管,它们彼此构成了电流镜,同时形成了一个与电源无关的偏置电路并与双极晶体管Q1和Q3结合,要使 ID1=ID2,必须保证Q1和Q3集电极两端电压相等.所以产生了电流 ID1= ID2=(VTln n)/R1,由于电流镜作用,ID3也相等.由于将 PATA电压 ID3(R1+R3+R4+R5)加到基极—发射极电压上,因此输出电压等于:带隙基准源的偏置部分主要为设计的跨导放大器提供偏置电流,使其正常工作.传统的放大器采用套筒式结构,本设计的跨导放大器采用折叠式共源共栅结构,不但内部带有控制的偏置电路,而且受外部带隙基准源提供偏置,所以是一种多偏置的跨导放大器.如图6,左半部分差分放大器的偏置bias_opa_1和 bias_opa_2由最右侧给出,而右侧的偏置 bias_1～bias_2由带隙基准源提供,偏置电路和折叠式共源共栅放大器的中间部分是该跨导放大器的使能部分.当 PWMD为高电平时,它使管M2开启,漏极电压为“0”,经过四个反相器后,使N管M4、M6栅极电压为“0”而关断,内部电路实现偏置功能.当 PWMD为低电平时,它使管M2关断,漏极电压为 VDD,经过四个反相器后,使N管M4、M6栅极电压为VDD而开启,使bias_opa_1和bias_opa_2处电压为 0V,从而使偏置电路失去功能达到使能目的.现在我们近似确定折叠式共源共栅结构跨导放大器的小信号电压增益.利用图7所示的半边电路,可写出=GmRout,我们必须计算出 Rout和 Gm.如图8所示,输出短路电流约等于M1的漏电流,因为从M3的源端往里看,所看到的阻抗,即(gm3+gmb3)-1//rO3,通常远低于 rO1//rO5.因此,Gm≈ gm1.要计算 Rout,我们利用图 9,得到:由此得出:本设计的仿真模型采用csm c 0.5μm工艺模型,仿真工具采用 H sp ice,电源电压为 7.75V,工艺角与工作温度如下:TT_25:mostt_b jttt_25度;TT_-40:mostt_b jttt_-40度;TT_85:mostt_b jttt_85度;FF_25:mostt_b jttt_25度;FF_-40:mostt_b jttt_-40度;FF_85:mostt_b jttt_85度;SS_25:mostt_b jttt_25度;SS_-40:m ostt_b jttt_-40度;SS_85:mostt_b jttt_85度;为了能够更好的观察仿真结果,带隙基准源和跨导放大器只给出 TT-25度的波形. 由于带隙基准源为跨导放大器提供偏置电流,所以良好的带隙基准源仿真特性是本跨导放大器设计的前提和基础.3.1.1 温度特性仿真如图7所示,电源电压VDD=7.75V时,对电路进行 -40度～85度的温度扫描,VREF的最大值和最小值分别是1.348799V和1.34574V,在25度时,基准电压是 1.35042V.通过调节电阻的比例关系来改变 VREF的值.VREF的温度系数 TCF 可以用下式来衡量:量:带隙基准源为跨导放大器提供的四个偏置电流约为20μA,如图11所示:由仿真可得在其他温度下,VREF的值大致相近,此电路得到了温度补偿.3.1.2 电源抑制比仿真电源抑制比随着所加交流信号频率的增加会降低,在低频状态下交流信号的电源抑制比为,具体变化情况如下:对电路做直流分析,在室温下,对电路进行电源电压的DC扫描,仿真得到的曲线如图11所示:从图12中可以看出,电源电压在 3～10V变化时,基准电压从 1.316 839 V变化到1.355 48 V.基准电压的电源抑制特性可用 PSRR来衡量, PSRR计算如下:3.1.3 瞬态启动特性如图13,以下分别给出了带隙基准源的瞬态启动时间,快启动时,仅需5.3μs,基准电压就稳定在 1.35 V;慢启动时,仅需 3.7m s,基准电压就稳定在 1.29 v.3.2.1 开环增益和相位裕度如波特图所示,跨导放大器的共模开环增益为 76.03db,满足 66db的设计要求.为了避免放大器的输出被箝位在某一个电源电压或震荡,需满足条件:稳定的条件是曲线通过 0db点应先于到达 0度点.当等于 1(即 0db)时的相位值给出了稳定性的度量.这种度量称为相位裕度,由以下关系式描述:相位裕量3.2.2 增益带宽积为了更好地观察跨导放大器的增益带宽,我们在其输出端加了一个 75 p F的电容,从图15中可以看出跨导放大器的 0 db增益处频率为1.19MHz,由此计算出增益带宽积为 1.19MHz.3.2.3 输入共模范围 ICMR图16为输入级能正常工作的情况下允许输入的共模信号范围,当共模输入电压超出此范围,跨导放大器便不能对差模信号进行放大.如图跨导运算放大器链接成跟随器,随着输入电压从-0.3 V变为 7.75 V,输出变化范围从 0.4V-6.01V,在该测试电路下共模输入范围为 0.6-5.36 V.3.2.4 输出电压摆幅跨导运放输入正端接一偏置为 2 V,振幅为2V频率为 10K的正弦信号,输入负端接1 V的直流电压,测试结果如图,运放输出范围 8 mV-7.72V.3.2.5 共模抑制比CMRR共模抑制比等于差模放大倍数与共模放大倍数之比的绝对值,常用分贝表示,其数值为20 lgKCMR.如图18所示,此跨导放大器的差模开环增益为 67.45db,跨导放大器的共模开环增益为76.03db,其共模抑制比由式计算得:3.2.6 功耗如图19,通过测量跨导放大器工作在直流情况下,VDD=7.75V处的电流值为442μA,可以计算出它的功耗为:因此满足了低功耗的设计要求.版图设计在模拟电路中的设计中非常重要,它决定了电路的总体性能.在本电路的版图设计中,应充分考虑器件的匹配性及版图的布局布线问题,使带隙基准和跨导放大器尽可能少受工艺的影响.一般情况下,三极管和电阻的版图面积比MOS管所占用的面积大,我们通常习惯将有源器件和无源器件的版图分别摆放在一起,然后进行连线.本设计的版图采用两层铝线,经过 LVS和DRC规则的检查,证明本版图的设计符合要求.偏置运算跨导放大器的电路结构,通过对传统的电路加以分析而提出了新的改进方法.结合hsp ice软件,测试分析了带隙基准源和跨导放大器的各项性能指标,从而证明了此电路结构具有良好的性能.本文描述了一个含有带隙基准源的低功耗多[1] Phillip EAllen,DouglasR Ho lberg.CMOS模拟集成电路设计[M].第 2版.冯军译.北京:电子工业出版社,2005.[2] Behzad Razavi.模拟 CMOS集成电路设计[M].陈贵灿译.西安:西安交通大学出版社,2003.[3] 童诗白,华成英.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社,1998.[4] RAZAV IB.Design of analog CMOS integrated circuit [M].New York,USA:McGraw2H ill,2001.[5] David A.Johns,Ken Martin..模拟集成电路设计[M].曾朝阳译.北京:机械工业出版社,2005.343 -344.[6] A.V ladim irescu.《SPICE通用电路模拟程序用户指南[M].田淑青译.北京:清华大学出版社,1983.[7] 魏廷存,陈莹梅,胡正飞.模拟 CMOS集成电路设计[M].北京:清华大学出版社,2010.[8] 刘睿强,景新幸,张祥祯.一种高增益低功耗 CMOS运算跨导放大器的设计[J].电子设计应用,2010, 2:57-59.。
低压低功耗运算放大器的设计
摘要当今社会便携式电子产品已成为人们消费的主流，为了延长所用电池的寿命，驱使IC产品朝着低压低功耗的方向发展。
同时为了提高集成度降低成本，晶体管尺寸也在不断的降低。
所有这些使得电源电压变的越来越低，而晶体管的闭值电压并没有发生变化，结果对模数混合信号系统中的模拟电路设计提出了极大的挑战。
运算放大器作为大多数模拟系统中最基本模块，要求其在低压情况下具有高增益和宽带宽。
为了提高增益，传统的cascode结构由于其摆幅的降低已不再适合低压设计，这样只能通过增加级联的增益级数目来达到高增益目的。
但是由于出现了多个极点，使得多级放大器遭受了环路稳定性问题。
因此基于米勒补偿方法，该论文里提出了有源反馈频率补偿方法，该方法不仅保证了环路的稳定性，而且出现了一个左半平面零点，增加了相位裕度，降低了补偿电容尺寸，达到了宽带宽的目的，也提高了转换速率。
除此之外该论文里的运放增加了前馈增益级，这样就有效的控制了非主极点的Q值，保证了高频时补偿环路是负反馈的。
同时利用前馈跨导和输出级跨导设计了AB类输出级，提高了传输效率。
为了提高在低压环境下的信噪比，该论文里设计了具有恒定跨导和输出电流Rail-to-Rail输入级，这样就保证在整个共模输入范围内增益、带宽和转换速率是恒定的，同时也降低了补偿的难度。
相对于内部米勒补偿方法(NMC)，该论文的补偿方法由于出现了左半平面零点，只需输出跨导和输入级跨导处于同一个数量级即可保证稳定性，而NMC却需要输出跨导远大于输入级跨导，因此该方法达到了低功耗的目的。
基于csmc0.5umCMOS工艺，利用speetre仿真工具，对所设计的运放进行了详细的仿真。
结果表明:在2.5V的电源电压下，功耗为1.28mw，直流增益107dB，单位增益带宽4M以上，相位裕度68℃，输入输出实现了全摆幅，达到了预期的目标。
关键词：低压低功耗；运算放大器；Rail-to-RailIAbstractIn today's society portable electronics products has become the mainstream of people consumption used to prolong battery life, drive IC products toward the direction of low-pressure low power consumption. To improve the level of integration cost reduction, transistor size is also in constant reduced. All of this makes the power supply voltage is becoming more and more low, and the transistor's closed value voltage and nothing changes of mixed signal system adc results of the analog circuit design puts forward the great challenges.Operational amplifier as most simulation system is the most basic module, asking them at low cases has high gain .And wide bandwidth. In order to improve the gain, traditional. Ascode structure because of its place of lower no longer fit for low voltage asher .Plan, so only through cascade gain levels increased the number to achieve high gain purpose. But as presented many poles .Point, make suffered a loop multi-level amplifier stability issues. So abimelech compensation method based on the thesis puts forward .The active feedback frequency compensation method, this method not only ensure the stability of the loop, and it appeared a left brain flat .Surface zero, increased phase power margin, reduced compensation capacitor size, reached a wide bandwidth purpose, but also increased the turn change rate. Besides the papers increased the op-amp feed-forward gain level, thus effectively control the main pole .The Q value, and to ensure the high frequency compensation loop is negative when. Meanwhile feedforward transconductance and output level transconductance design.The AB, improving the level of output transmitting efficiency. In order to improve the environment in the low signal-to-noise ratio, this thesis designA constant transconductance and output current rall a rall to the input stage, such a guarantee in the whole input common-mode range gain, bandwidth and conversion rate is constant, but also reduce the difficulty of the compensation. Relative to the internal miller compensation method (NMC), this paper due compensation method of planar zero appeared, simply left output transconductance and input level transconductance in the same order of magnitude can guarantee stability, and then the NMC but need output transconductance far outweigh the input stage, so this method transconductance reached a low power consumption purposes.Based on sumcM0s process, use esmco. Speetre simulation tools, the design of op-amp carried on the detailed simulation. The results show that the voltage of power supply in 2.5 v, power consumption, dc gain for 1.28 mw 107dB, unity-gain bandwidth 4M above, phase margins, 68°, input/output achieved full swing, achieve the expected goal.Key words:low voltage;low power consumption; active frequency compensation Rail-to- Rail;operational amplifierII目录摘要 (I)Abstract ...................................................................................................................................... I I 1前言.. (1)1.1本研究的目的与意义 (1)1.2国内外研究文献综述 (1)1.3本研究的主要内容 (2)2运算放大器 (4)2.1放大器的原理 (4)2.2运算放大器的原理 (4)2.3理想运放和理想运放条件 (6)3运算放大器的模块分析与设计 (8)3.1运放的偏置电路设计 (8)3.2低压低功耗运算放大器的输入级设计 (9)3.3运放的增益设计 (10)3.4运放的输出级设计 (10)4低压低功耗运算放大器的整体设计 (13)4.1运放的整体结构与传输函数分析 (13)4.2运放的频率特性分析与参数设计 (17)4.3运放的整体电路 (21)5运算放大器的仿真与结果分析 (23)5.1运放的直流参数仿真 (23)5.2运放的交流参数仿真 (28)6结论 (30)参考文献 (31)致谢 (32)III- 1 -1前言1.1本研究的目的与意义近年来，随着长寿命便携式电子产品的广泛应用和高性能VLSI 系统集成的迅速发展，低功耗设计已逐渐成为当前集成电路设计的主要考虑因素之一[1]。
一种低压低功耗Rail_to_Rail运算放大器的设计
变化了一倍，这会影响到环路增益，从而导致相位裕度减小，
运放稳定性变差，并使频率补偿变得十分困难[4]。若输出管偏
置在强反型区，则共模输入电压在中间值时输出管的工作电
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２０１０．８ Ｖｏｌ．３４ Ｎｏ．８
研究与设计
图 １ 并行 Ｎ 沟道和 Ｐ 沟道差分输入级 流为其在两极值时的四倍。通常，输出管的工作电流很大程度 上决定了运放的总电流，从而决定了总功耗。所以放大器的实 际功耗将是两极值时的四倍。
输入跨导在整个共模输入范围内基本恒定，采用三倍电流镜技术；输出级采用带有 Ｃａｓｃｏｄｅ 米勒补偿的 ＡＢ 类输出控
制电路。在 Ｃａｄｅｎｃｅ Ｓｐｅｃｔｒｅ 环境下仿真后的结果显示：直流增益为 ９１ ｄＢ，相位裕度为 ８４．５°，单位增益带宽为 ９．４
ＭＨｚ，功耗为 ０．２ ｍＷ， 适合应用在各种低压低功耗场合。
（5）
（6）
当 Iin1、Iin2 分别向节点 A、B 注入电流时，节点 A、B 的电 压都将升高，最终 M7 截止，M8 导通，VO=VDD；同理，当 I1、I2 分 别向节点 A, B 拉出电流时，节点 A、B 的电压都将降低，最终 M7 导通，M8 截止，VO=VSS。从而使输出电压达到 Rail-to-Rail。
１．２ 恒跨导 Ｒａｉｌ－ｔｏ－Ｒａｉｌ 输入级
为克服 Rail-to-Rail 结构的上述缺点，应该在共模电压变 化时保持输入级跨导不变。本文利用三倍电流镜来控制输入 级跨导使之恒定，如图 2 所示。对于工作在强反型区的 Rail-to-Rail 输入级，其跨导为：
（2）
假使 W/L 满足下式：
（3）
ZOU Guo-hui, YAN Yong-hong (College of Physics and Microelectronics Science, Hunan University, Changsha Hunan 410082,China)
两级集成运放跨导放大电路
两级集成运放跨导放大电路是一种基于运算放大器的放大电路，它通过两级放大电路的级联，实现了高放大倍数、低噪声、高输入阻抗和低输出阻抗等优点。
第一级放大电路采用同相输入放大器，其输入阻抗高，输出阻抗低，能够有效地减小信号的损失。
同时，该级电路的增益较高，能够实现较大的信号放大。
第二级放大电路采用差分放大器，其能够有效抑制零点漂移，进一步提高了电路的稳定性。
在跨导放大电路中，输入信号为电压信号，而输出信号则为电流信号。
通过调整电路的参数，可以使得输出电流与输入电压成正比关系。
这种电路适用于低频信号的放大，例如音频信号、视频信号等。
两级集成运放跨导放大电路具有许多优点。
首先，由于采用了集成运放器，因此该电路具有体积小、重量轻、易于集成等优点。
其次，该电路具有高放大倍数、低噪声、高输入阻抗和低输出阻抗等优点，能够实现信号的高效放大和传输。
此外，该电路还具有宽频带特性，能够适应高速信号的传输和处理。
在实际应用中，两级集成运放跨导放大电路可以应用于各种领域。
例如，在音频系统中，该电路可以用于放大音频信号，提高音质；在视频系统中，该电路可以用于放大视频信号，提高图像质量；在测量系统中，该电路可以用于放大微弱信号，提高测量精度。
总之，两级集成运放跨导放大电路是一种高性能、高稳定性的放大电路，具有广泛的应用前景。
低电压低功耗恒跨导CMOS推挽运算放大器的设计与研究
摘要： 本文设计和研 究了一种新型的低 电压低功耗且有恒定跨导的 Ｃ Ｓ ＭＯ 运算放大器， 输入级 采用电流
镜技 术的差分输入级 结构 ， 出为推挽 结构 ， 输 其输入输 出摆幅均为Ｒａ一ｏ ｒ１工作电压为 ２ Ｖ低 电源电压 ， ｉ ｔ—ａ ， １ ｊ ． ０
ｏ ｔｅｗｈ ｌ ｃｒｕｔ ｓ ａ — Ｏ ａｌＴｈ ｉｃ ｉ ｄ ｓ ｎｉ ｒａ ｚ ｄｉ ．５ｔ ＣＭ Ｏ Ｓｔｃ ｎ ｌｇ ｒｓ ｎａ２０ ｌｗ ｆ ｈ ｏｅ ｉ ｉｉ ｒｉ ｔ —ｒｉ ｃ ｌ ． ｅｃｒｕｔ ｅｉ ｌ ｅ Ｏ３ ￣ ｇ ｓｅ ｉ ｎ ｍ ｅ ｈ ｏｏ ｙａ ｗｏ ｋ ．Ｖ ｎｄ ｉ ｏ ｓｐ ｌ ｏｔｇ ， ｕ ｐｙｖ ｌ ｅ ａ
寸的减小 ， 便携式 电子产 品的飞速发展 ， 低压低功耗 入 动态 范 围达 到 全摆 幅 ，而输 出 为推 挽输 出 ，也 是 全 Ｖ 电路显得 日益重要 ， ＩＩ ｓ 而运算放大器作 为模拟电路 摆 幅 。 的最主要的组成单元 ， 其在低 电源下 的设计也受到越 ２基本的 Ｒ ｉ ｔ ｒｌ 入结 ｊ ａ—ｏ ａ 输 ｌ — ｉ ｊ Ｉ 来越 多的重视。 对于模拟电路 ，电源 电压 的变化将对其性能产生 严重的影 响，在晶体管最小线宽降到亚微米阶段时 ， 栅氧化层的厚度随之减小 。为了避免 晶体管 的击穿 ，
中阅 嚣 俄 俄表 ２ ６ 第２ ０年 期 ０
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Ｎ Ｏ 差分输 人对 ，Ｍ一 Ｐ Ｏ 差分输人对 。 Ｍ Ｓ Ｍ 为 Ｍ Ｓ Ｒ ｉ ｔ ｒｌ ａ— —ａ 输人级的工作 原理如下 ，Ｐ Ｏ ｌｏ ｉ Ｍ Ｓ差分 输人对共模输人电压 为 Ｖ ＜ Ｖ Ｖ Ｖ Ｖ ＜ 。 ｍ 一 ，Ｎ Ｏ Ｍ Ｓ 差分输人对共模输入 电压为 Ｖｓ ＋Ｖ ． Ｖ ， ｓ＋Ｖ ＜ ＜ ｍ Ｖ ， 其中 Ｖ 为共模输人电压 ， 为 Ｐ管的栅源 电压 ， Ｖ Ｖ 为电流源两端 电压 ， 为正电源 ，Ｖ Ｖ 为负电源 ， Ｖ 为 Ｎ管的栅源电压 。 输人级所需要的最小 电源电压为 Ｖ ＝Ｖ ＋Ｖ ＋２ 。当电源电压大于 Ｖ ｊ ， Ｖ 时
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低电压低功耗伪差分两级运算跨导放大器设计肖莹慧【摘要】为了满足电池供电设备低功耗、低电压的要求,提出一种用于超低电压和低功率混合信号应用的、基于米勒补偿的两级全差分伪运算跨导放大器(OTA).该放大器电路使用标准的0.18μm数字CMOS工艺设计,利用PMOS晶体管的衬体偏置减小阈值电压,输入和输出级设计为AB类模式以增大电压摆幅.将输入级用作伪反相器增强了输入跨导,并采用正反馈技术来增强输出跨导,从而增大直流增益.在0.5V电源电压以及5pF负载下对放大器进行模拟仿真.仿真结果表明,当单位增益频率为35 kHz时,OTA的直流增益为88dB,相位裕量为62°.与现有技术相比,所提出的OTA品质因数改善了单位增益频率和转换速率,此外,其功耗仅为0.08μW,低于其他文献所提到的OTA.【期刊名称】《沈阳工业大学学报》【年(卷),期】2018(040)004【总页数】5页(P431-435)【关键词】低电压低功耗;伪差分两级OTA;0.18μmCMOS技术;AB类模式;米勒补偿;正反馈技术;单位增益频率;转换速率【作者】肖莹慧【作者单位】中南财经政法大学武汉学院, 武汉430000【正文语种】中文【中图分类】TN432对于电池供电的应用产品(如生物医学植入式设备、无线传感器网络和微系统)，如何降低功耗是极其重要的[1].为了满足低功耗低电压要求，人们通常使用工作在弱反型(或亚阈值)区域中的MOS晶体管[2].随着薄氧化物技术的发展，为了避免击穿并保持器件的可靠性，人们减少了电源电压，短沟道器件的阈值电压(Vth)也相对于电源电压按比例缩小.短沟道器件倾向于短沟道效应(SCE)，这种效应降低了放大器的固有增益，使单级放大器难以获得高增益[3-4].MOS晶体管配置的共射共基放大器因有限的电源电压倾向于减小摆动而不能使用.与串联晶体管相比，具有公共栅极的堆叠复合(自共栅)晶体管[5]能够提供较小的输出电压和高电阻值，通过级联多个增益级可实现高增益，但需要额外的补偿电路，且每个增益级需要额外的功率补偿[6-7].米勒补偿[8-11]是两级运算跨导放大器(OTA)较为简单和流行的补偿技术，嵌套式米勒补偿将包含两级以上放大器，其在两个高阻抗节点之间放置一个补偿电容(CC).由于从输入级到输出节点的前馈路径将产生正(右手平面)零点，这会降低相位裕量并使OTA不稳定.为了改善OTA的稳定性，可以消除零点或将零点置于较高频率处.而为了将零点置于较高频率处，第二级放大器则需要较大的偏置电流，这增加了放大器的总功耗.有两种技术可使正零点无效，一种技术是将米勒电阻(RC)与CC串联；另一种技术则是通过在CC和输出节点之间放置电压(电流)缓冲器来断开正向通路[12-13].但用于低频OTAs和电压(电流)缓冲器中的大量芯片会增加额外的功耗.近年来，众多低压电路均利用了衬底驱动晶体管，例如差分放大器、电流镜、电压基准和缓冲器等[8-9].衬体驱动晶体管能够工作在低电压条件下，但其衬底跨导、本征增益较小，而输入电容较大.在文献[5]中已实现了基于自级联的OTA，但其品质因数较小；文献[1]中使用三阱CMOS技术实现了伪两级栅极驱动和衬体驱动OTA，但三阱技术的需求和额外的制造步骤导致了成本增加.这些OTAs使用电阻共模反馈电路不仅降低了输出电阻值，且增大了芯片的面积.本文提出一种低功耗、高增益的伪全差分二级OTA，OTA的输入和输出级处于AB类模式，意味着所有晶体管将驱动输入信号，从而提高压摆性能.OTA的输入级用作伪反相器，其增强了输入跨导(gmⅠ)，采用正反馈技术来增强输出跨导(gmⅡ).本文所提出的OTA工作电压为0.5 V，负载电容为5 pF.1 米勒补偿伪两级运算跨导放大器1.1 主放大器单级共源共栅电路拓扑结构中不适合设计工作在低电压下的大摆幅高增益放大器，相反，通常采用多级拓扑结构来实现期望的增益和输出摆动，可通过MOS晶体管的级联以及多个增益的级联来降低输出电导或增加MOSFET的输入跨导，以增加增益值[10].不同增益增强技术均有其优缺点，级联对于低电压电路不可用，多级需要补偿且每级会产生额外功率，电导可通过增加MOSFET的沟道而减小，但其增大了寄生电容.本文所提出的伪运算跨导放大器基于低电源电压，并且通过改善每个级的跨导而不增加分支中的电流来增强增益.此外，本文的OTA设计采用AB类模式以提高电压摆幅与增益.图1为米勒补偿二级伪运算跨导放大器的电路图.图1中，UIN和UIP为反相和同相输入端，UON和UOP为运算跨导放大器的输出节点.放大器第一级由伪差分对M1A-M1B、交叉耦合晶体管M2A与M4B以及M2B与M4A组成，所有晶体管偏置在亚阈值区域.在交叉耦合模式下，电压缓冲电路M2A-M2B，M4A-M4B将输入反馈到M3A-M3B.交叉耦合配置充当电压缓冲器，且其输出反馈到M3A-M3B的栅极，由于耦合配置，输入跨导将得到改善.输入级PMOS晶体管的衬底偏置电压低于衬底电压，以减小阈值电压.输入级的公共输出节点电压等于连接PMOS M4A-M4B晶体管的栅极电压，由于该种配置消除了共模反馈电路(CMFB)，为了避免额外的制造步骤，OTA中NMOS晶体管的所有衬底连接到地.第二级放大器的交叉耦合(M6A-M6B，M8A-M8B)配置与第一级放大器的交叉耦合配置类似.M8A-M8B衬底连接为正反馈模式，作为共源放大器.总输出级跨导等于输出级PMOS M7A-M7B晶体管的跨导乘以交叉耦合共源结构的增益AVCF，这有助于增强增益，并可保持右半复平面(RHP)零点处于较高频率，以提高相位裕量.交叉耦合共源结构的增益为(1)式中，gmK、gmbK和gdsK为第K个晶体管的栅极跨导、衬底跨导及漏极电导.图1所示电路中，晶体管MKA的所有参数等于晶体管MKB.图1 米勒补偿的二级伪运算跨导放大器电路图Fig.1 Circuit diagram of two-stage pseudo-OTA with Miller compensation差分模式下伪运算跨导放大器的总增益为(2)(3)gmⅡ=gm5+(gm7+gmb7)·(4)1.2 共模放大器对于全差分放大器，其需要共模反馈将输出节点稳定到所需的值，一般等于中间电源电压.这里二极管连接MOS放置在输入和输出级，设置共模电压等于中间电容值.二极管连接的MOS栅极电压等于共模电压，施加的差分信号的输入和输出跨导是单独的MOS跨导的总和.输入有效跨导gmⅠC和输出有效跨导gmⅡC及共模增益AVCM表示为(5)gmⅡC=gm5-(gm7+gmb7)·(6)(7)1.3 频率补偿米勒补偿是一种用来补偿两级放大器的技术，使用该技术可以在分裂极点的两个高阻抗节点之间插入补偿电容.由于从输入级到节点的前馈将产生正零点，这降低了相位裕量.本文所提出的运算跨导放大器使用米勒补偿技术来使放大器稳定，这里通过使零点保持在较高频率实现期望的相位裕量.第二级放大器需要较大的跨导，其由正反馈交叉耦合配置得到增强.米勒补偿运算跨导放大器的极点和零点分别为(8)Pnd(9)(10)式中：R1、R2为输入和输出级的输出电阻；Pd、Pnd为主极点和非主极点；PZ 为RHP零点.图1中经过米勒补偿的OTA单位增益频率为(11)2 模拟结果2.1 基本特性本文所提出的OTA基于Cadence Virtuoso环境设计，使用UMC 0.18 μm数字CMOS技术进行模拟.为了观察OTA的开环增益和相位性能，设置负载电容(CL)为5 pF来对放大器电路进行模拟.放大器的频率特性模拟结果如图2所示，可以看出，OTA增益为88 dB，单位增益频率为35 kHz，相位裕量为62°.图3显示了共模和电源抑制响应特性.由图3可以得出，放大器的共模抑制比(CMRR)约为94.5 dB，因为在第二级配置中的正反馈用作共模信号的负反馈，这导致在输出节点处共模增益较小，所提出的OTA对共模和电源信号不敏感.伪差分OTA的输入参考噪声特性如图4所示，OTA的噪声特性主要取决于输入级跨导，其输入级跨导是常规差分配置放大器的两倍，噪声抑制效果较好.图5显示了负载电容(CL)为5 pF，电源电压为0.5 V时，本文所提出的伪OTA大信号脉冲响应.当误差为0.1%和0.01%时，建立时间分别为40 μs和160 μs.图2 频率特性模拟结果Fig.2 Simulation results of frequency characteristics图3 共模和电源抑制响应模拟结果Fig.3 Simulation results of common mode and power supply rejection response图4 输入噪声响应特性模拟结果Fig.4 Simulation results of input noise response characteristics图6为本文所提出的OTA在单位反馈增益模式下的共模范围特性.当输入电压为0.1～0.4 V时，其具有线性范围，完全可以满足低频应用.图5 单位增益模式下大信号脉冲响应模拟结果Fig.5 Simulation resultsof large signal impulse response under unity gain mode图6 单位增益模式下输入共模范围模拟结果Fig.6 Simulation results of input common-mode range under unity gain mode2.2 性能比较表1对几种OTA的主要参数进行了对比，FOM1表示单位增益品质因数，FOM2表示转换速率品质因数.由表1可知，本文所提出的放大器在增益、噪声、单位增益频率(UGF)和电源抑制比(PSRR)方面均显示出更优的性能，品质因数(FOM)也高于其他OTA.其中，电源电压为0.5 V，FOM1和FOM2分别为109、231，均为其他OTA的两倍以上.另外，直流增益高达88 dB，而功耗仅为0.08 μW，远远低于其他OTA功耗.3 结论本文提出了一种低电压低功耗CMOS伪差分两级运算跨导放大器(OTA)，该放大器基于AB类拓扑结构，其中输入馈送到输入晶体管.为了避免低增益问题，在第二级放大器中采用正反馈技术提高了OTA的增益和稳定性，同时获得较小的电流及较大的跨导.与之前文献所提出的OTA相比，本文提出的OTA显示出更好的品质因数(FOM1和FOM2).同时，文中使用5 pF负载电容和0.5 V电源电压对OTA进行模拟，模拟结果显示，本文提出的OTA在35 kHz的单位增益频率下直流增益高达88 dB，相位裕量为62°.此外，输入参考噪声特性模拟结果显示，该OTA在低频下具有更好的闪烁噪声性能，且在1 kHz下的输入参考噪声有益于在生物医学中应用.该OTA在0.5 V电源电压下功耗为0.08 μW，远小于文献中其他OTA的功耗.表1 伪OTA与其他文献中的OTA模拟仿真结果对比Tab.1 Comparison in simulation results of pseudo-OTA and OTA in other literatures方法电源电压VCMOS技术直流开环增益dBUGFMHz相位裕量(°)压摆率(+/-)(V·μs-1)输入噪声(μV·Hz-1/2)CMRRdB本文0.50.18μm(双阱)88.0 0.035620.074/-0.0870.150(@1kHz)94.5(@1Hz)文献[9]0.550nm74.04.800493.4000.059(@1MHz)106.0(@5kHz)文献[5]1.0SOI45nm55.9656.00061500.000-63.0(@10kHz)文献[11]0.80.18μm(双阱)51.00.04065 0.1200.057(@1MHz)65.0(@1Hz)方法PSRR+dBPSRR-dB稳定时间μs负载电容pF总电流μA功耗μWFOM1FOM2本文84.5(@1Hz)110.5(@1Hz)160(0.01%)5.0 0.16 0.08109.0231.0文献[9]81.0(@5kHz)-0.53(0.1%)20.0200.00100.0048.034.0文献[5]60.0-0.07(1.0%)0.3620.00620.0031.724.2文献[11]---10.01.251.0032.096.0参考文献(References)：【相关文献】[1] Ragheb A N，Kim H W.Ultra-low power OTA based on bias recycling and subthreshold operation with phase margin enhancement [J].Microelectronics Journal，2017，47(3)：94-101.[2] Wang H J，Wang C H，He H Z，et al.A low-power voltage reference source based on sub threshold MOSFETs [J].Microelectronics Journal，2011，41(5)：654-657.[3] 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