电源小贴士：同步整流可改善反激式电源的交叉调整率
低压、大电流电源中提高效率的有效方法是同步整流
低压、大电流电源中提高效率的有效方法是同步整流1. 概要计算机、通信交换机等数据处理设备在电路密度和处理器速度不断提高的同时，电源系统也向低压、大电流和更加高效、低耗、小型化方向发展。
如今IC 电压已经从5 V 降为3. 3 V 甚至1. 8 V ，今后还会更低。
在DC2DC 变换器中，整流部分的功耗占整个输出功率的比重不断增大，已成为制约整机效率提高的障碍。
传统整流电路一般采用功率二极管整流，由于二极管的通态压降较高，因此在低压、大电流时损耗很大。
这就使得同步整流技术得到了普遍关注并获得大量应用。
同步整流技术就是用低导通电阻MOSFET 代替传统的肖特基整流二极管，由于MOSFET 的正向压降很小，所以大大降低了整流部分损耗。
同时对MOSFET 给出开关时序随电路拓扑工作要求作相应变化的门极驱动信号。
由于门极驱动信号与MOSFET开关动作接近同步，所以称为同步整流（SynchrONous RecTIficaTIon ，简称SR）。
2.正激变换器中的同步整流自驱动同步整流是指直接从变压器副边绕组或副边电路的某一点上获取电压驱动信号，来驱动同步整流管。
外驱动同步整流是指通过附加的逻辑和驱动电路，产生随主变压器副边电压作相应时序变化的驱动信号，驱动SR 管。
这种驱动方法能提供高质量的驱动波形，但需要一套复杂的驱动控制电路。
相比较来说，自驱动同步整流的电路结构简单，所需元件数量较少;同时自驱动同步整流续流二极管靠复位电压驱动，所以工作特性依赖于功率变压器的复位方式。
理想情况是变压器复位时间与主开关管关断时间相等，这样，输出电流将在整个关断期间内通过同步整流管续流。
由于漏源极间PN 结的存在，使MOSFET 漏源极之间存在一个集成的反向并联体二极管。
电路拓扑要求整流管有反向阻断功能，因此MOSFET 作为整流管使用时，流过电流的方向必须是从源极到漏极，而不是通常的从漏极到源极。
实际应用中，2 只SR 管的驱动信号之间应保证足够的死区时间。
同步整流
同步整流技术已经成为现代开关电源技术的标志。
凡是高水平开关电源，必定有同步整流技术。
在使用面上早已不再局限于5V、3.3V、2.5V这些低输出电压领域，现在上至12V，15V，19V至24V以下输出，几乎都在使用同步整流技术。
下面介绍和分析各种同步整流技术的优点、缺点及实现方法。
一、自驱动同步整流这里给出反激、正激及推挽三种电路的同步整流电路。
在正常输入电压值附近工作时，效果十分明显，在高端时，效率变坏而且容易损坏MOSFET。
其电路如图1所示。
输出电压小于5V时才适用。
图1. 反激、正激、推挽电路的自偏置同步整流电路二、辅助绕组驱动的同步整流为了防止高端输入时同步整流的MOSFET栅极上的电压过高，改用从二次侧绕组中增加驱动绕组的方式。
该方式可以有效地调节驱动同步整流的MOSFET的栅压，使它在MOSFET栅压的合理区域，从而保护了MOSFET，提高了电源的可靠性，此外也将输出电压从5V扩展到24V。
其工作原理如图2所示。
图2辅助绕组驱动的同步整流电路三、控制IC方式的同步整流为提高驱动同步整流MOSFET的效果，从而设计了各种模式的同步整流的控制驱动IC，也取得了不少成果，它将同步整流MOSFET的栅压调至最佳状态。
将其开启关断也提高了时控精度，其主要的不足在于MOSFET的源极必须接地，这会加大地线上的开关噪声，并传输至电源输出端。
此外其开关时序由自身输出脉冲给出，所以同步整流MOSFET的开启关断通常为硬开关，其时间会与初级侧主开关有些时间差，因此输出电压大体控制在20V以下，ST 公司推出的STSR2、STSR3，以及线性技术公司的LTC3900和LTC3901即是此种控制方式的代表作品。
图3和图4给出其应用电路图。
图3 STSR2,STSR3驱动同步整流的电路图4 LTC3900和LTC3901驱动的同步整流电路四、ZVS、ZCS同步整流该种方式诞生于2002年5月，在全桥或半桥电路中，PWM 输出的信号经信号变压器或高速光耦传递至二次侧，再经过RC网络积分后，经过MOSFET驱动器去驱动同步整流的MOSFET，驱动信号的脉冲宽度几乎不变，保持各50％的占空比，而当DC／DC系统输出电压稳压，一次脉宽调宽以后，二次侧同步整流MOSFET 即工作于ZVS、ZCS条件之下。
3711C开关电源原理解析
3711C开关电源原理解析LCD工厂PE部：开文魁导 师：陈炳红『摘 要』 本文针对GC32机芯平板液晶电视中常用的3711C电源的工作原理及各功能模块进行分析，简介美国Onsemi（安森美）公司的NCP1650型功率因数校正(PFC)集成电路的工作原理。
『关键词』 PFC（功率因数校正），同步整流。
3711C电源是带PFC（功率因数校正）的开关电源，即通过PFC集成电路来控制开关管进行高速的导通与截止，将直流电转化为高频交流电，提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组稳定的直流电压。
此开关电源由于输出回路和输入回路不共地，所以可以利用变压器的多个次级绕组实现多路输出，满足整机的主板、显示屏以及电源板内部IC的供电需求，其原理框图如下所示：一、交流输入及桥式整流模块交流市电从火线（Live）、零线(Neutral)线输入，F1为保险管，在电流过大时熔断，以保护电路。
为了避免输入端电压由于雷电、电感性开关等因素的影响而产生的电压尖峰对电源造成不利影响，采用在交流输入端并接金属氧化物压敏电阻ZV1（压敏电阻两端电压较低与其两端之间的电阻成反比）来对瞬态电压进行抑制，当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时，它的阻抗减小到一个低值，消除了尖峰电压使得输入电压达到安全值，使瞬间能量消耗在压敏电阻上，防止瞬间尖峰高压将后续电路损坏。
输入滤波器是由共模电感（LF1、LF2）和CX电容（CX1、CX2）及CY电容（CY1、CY2、CY5）组成的低通滤波器电路构成，对频率较高的噪声信号有较大的衰减。
R1、CX1、CX2用来抑制差模干扰（来自电源火线而经由零线返回的杂讯）；R69、CY1、CY2、CY5用来滤除共模干扰（自电源火线或零线而经由地线返回的杂讯）。
LF1、LF2 是共模电感，L1是差模电感。
交流电经过整流桥堆BD1全波整流滤波后变为直流。
图1.交流输入及滤波网络图2.桥堆整流二、12V输出模块1、12V输出此12V电压仅给主板供电。
反激同步整流技术解密
反激同步整流技术解密同步整流同步整流（SR）是采用通态电阻极低的功率MOSFET取代整流二极管以降低损耗的一项新技术。
它能显著提升转换效率，并可利用其二次侧的优势改善电源指标，符合开关电源小型化、高能效、智能化的发展趋势。
随着六级能效的实施及快速充电技术的普及，同步整流在反激变换器中被电源工程师们广泛应用。
然而，同步整流如何分类及选型？其控制算法是如何解决振铃误开通等技术难题？系统应用时是否需要外部并联二极管及RC吸收……芯朋微技术团队分享原创观点，为您一一解答！同步整流分类从拓扑架构角度，同步整流可分为High side和Low side两大类。
High side特点：由于SR驱动电流大，SR参考地与输出地分开，EMC较好；高压自供电影响轻载转换效率；难以监控输出电压。
Low side特点：SR参考GND与输出共地，EMC稍差；输出电压直接供电，转换效率高；监控输出电压，易改善电源指标。
从控制策略角度，同步整流可分为DCM模式和CCM模式，而CCM模式又以预测关断和快速关断为主导。
DCM模式优点：算法简单可靠，外围精简。
缺点：控制算法与MOSFET通态电阻相关；SR须与原边芯片配合，仅能工作在不连续导电模式。
CCM模式--预测关断由SR开关波形扑捉Vg/n、Vo、T1信息，根据负秒平衡原理，估算SR关断点：优点：控制算法与MOSFET通态电阻无关，应用灵活；SR深度导通，转换效率高。
缺点：需采用电阻及积分电容提取相关信息，外围复杂、误差大；伏秒不平衡工况下(模式切换)有技术风险。
CCM模式--快速关断优点：算法简单可靠，外围精简。
缺点：控制算法与MOSFET通态电阻相关；SR在t1~t2区间非深度导通，转换效率有所降低。
同步整流关键技术以DCM同步整流技术为例，分别讨论同步整流控制算法的五大难题：1.由于振铃可能会产生负电压，如何避免振铃误开通造成直通炸机？2.关断阀值是固定不变的吗？如何自适应负载量和Rds(on)的温度特性？3.SR如何做好配角，避免损坏?4.SR关断点会引起反射电压突变，如何避免影响PSR采样？5.由于二极管整流与SR整流的温度特性完全相反，如何改善电压调整率？避免振铃误开通为了避免振铃引起的负电压(＜-400mV)导致SR开通而引起与原边开关管直通现象，SR开通须附加条件，基于以下考虑：•单个振铃面积远远小于矩形波面积•振铃是以输出电压为中心正弦振荡，最高振幅在2*Vo附近自适应关断阈值SR须在去磁时间T2内关断:关断点过于提前轻则降低转换效率，重则影响PSR采样；关断点滞后轻则引起电流倒灌，重则可能导致直通。
什么是同步整流
同步整流技术是采用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管，因此能大大降低整流器的损耗，提高DC／DC变换器的效率，满足低压、大电流整流的需要。
首先介绍了同步整流的基本原理，然后重点阐述同步整流式DC／DC电源变换器的设计。
字串5关键词：同步整流；磁复位；箝位电路；DC／DC变换器1 同步整流技术概述字串7近年来随着电源技术的发展，同步整流技术正在向低电压、大电流输出的DC／DC变换器中迅速推广应用。
DC／DC变换器的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。
在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。
快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。
举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。
此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。
即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）PO，占电源总损耗的60％以上。
因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。
同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。
它能大大提高DC／DC 变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。
功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。
用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。
为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFET不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS8410型N沟道功率MOSFET，其通态电阻为0.015Ω。
反激电源多路输出交叉调整率得的问题
反激电源多路输出交叉调整率得的问题Company Document number：WTUT-WT88Y-W8BBGB-BWYTT-19998反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法。
理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，这主要是正激后面加了个偶合电感，而反激的漏感不是零。
由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。
这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。
理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。
文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。
如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。
相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。
另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。
具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。
为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。
在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。
很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V 3匝，漏感1uH，12V 7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率：1.次级漏感，这是明显的；2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显着。
一种新型的改善多路输出电源交叉调整率的解决方案
摘要：本文介绍了一种新型的改善多路输出电源负载交叉调制率无源解决方案，分析了其工作原理，并对电路的工作过程进行了解析。
关键词：开关电源、多路输出、交叉调整率。
0 引言多路输出的开关电源因其体积小、性价比高广泛应用于小功率的各种复杂电子系统中。
然而伴随着现代电子系统发展，其对多路输出电源的要求越来越高，如体积、效率、输出电压精度、负载能力（输出电流）、交叉调整率、纹波和噪声等。
其中，交叉调整率是指当多路输出电源的一路负载电流变化时整个电源各路输出电压的变化率，是考核多路输出电源的重要性能指标。
受变压器各个绕组间的漏感、绕组的电阻、电流回路寄生参数等影响，多路输出电源的交叉调整率一直以来是多路输出开关电源的设计重点。
目前改进交叉调整率的方法可分为无源和有源两类。
有源的方法需要增加额外的线性稳压或开关稳压电路，虽然可以得到较高的交叉调整率,但却是以牺牲电源的效率、成本为代价的，且从可靠性和复杂性也不如无源的方法好。
提起无源交叉调整率优化方法，有经验的工程师首先会想到输出电压加权反馈控制，其次如果选用反激电路还会通过优化变压器各绕组耦合以及优化嵌位电路来进一步优化交叉调整率，如果选用的是正激电路则会将各路输出滤波电感耦合在一起来进一步优化交叉调整率。
可是当以上优化措施均已采用了，还是无法满足设计要求时，通常只好无奈地添加假负载用效率来换取交叉调整率，或改选为成本较高的有源的优化设计方案。
下面介绍一种TDK-Lambda公司新型的改善多路输出交叉调整率的解决方案，此方案可以使得用无源方法进一步提高交叉调整率。
1 工作原理如图1所示，对于匝数相等的两个输出绕组（Ns1=Ns2），我们在两个跳变的同名端跨接一个电容C1，这样可以很好地改善交叉调整率。
图1对于图1所示的反激变换器，考虑其各绕组的漏感，可等效为图2所示电路，Lleak1、Lleak2和Lleak3分别绕组Ns1、Ns2和Np的漏感。
图2由于Ns1=Ns2，在电源整个工作过程中，始终有Vs1=Vs2，所以电路可以等效为图3所示，其中Is1和Is2分别为流过绕组Ns1和Ns2的电流。
同步整流技术对交叉调整率的改善
氇绣蓬
同步整流技术 对交叉调整率 的改善
程红 丽 。 刘 超
（ 西安科 技 大 学通信 与信 息工程 学 院， 陕 西 西安 ７ １ ０ ０ ５ ４ ）
摘
要： 针 对 改善 多路输 出反 变换 器 交叉调 整 率的 问题 ， 在详 细地 分析影 响 交叉调 整 率的 各项 因
Ｔｅ ｃ ｈｎ ｏ ｌ ｏ ｇ ｙ
ＣＨＥＮＧ Ｈｏ ｎ ｇ － ｌ ｉ ， ＬＩ Ｕ Ｃｈ ａ ｏ
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变换 器的整 体性 能 。
关键 词 ： 反激 变换 器 ； 同步 整 流技 术 ； 多路 输 出； 交叉调 整 率
Ｉ ｍｐ ｒ ｏ ｖ ｅ ｍｅ ｎ ｔ ｔ ｏ Ｃｒ ｏ ｓ ｓ Ｒｅ ｇ ｕ ｌ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｏ ｆ Ｓ ｙ ｎ ｃ ｈ ｒ ｏ ｎ ｏ ｕ ｓ Ｒｅ ｃ ｔ ｉ ｉ ｆ ｃ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ
ｓ ｙ ｎ ｃ ｈ ｒ ｏ ｎ ｏ ｕ ｓ ｒ ｅ ｃ ｔ ｉ ｉｅ ｆ ｒ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｃ ａ ｎ ｉ ｍｐｒ ｏ ｓ ｔ ｈｅ ｏ ｖ ｅ ｒ ａ ｌ ｌ ｐｅ ｆｏ ｒ ｒ ｍａ ｎ ｃ ｅ ｏ ｆ ｍｕ ｌ ｔ ｉ ｐ ｌ ｅ ｏ ｕｔ ｐｕ ｔ ｌｙ ｆ ｂ ａ ｃ ｋ ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ｔｅ ｒ ｒ ． Ｋｅ ｙ ｗｏｒ ｄｓ ：ｆ ｉｙ ｂ ａ ｃ ｋ ｃ ｏ ｎｖ ｅ ｒ ｔ ｅ ｒ ；ｓ ｙ ｎ ｃ ｈｒ ｏ ｎ ｏ ｕ ｓ ｒ ｅ ｃ ｔ ｉ ｉｃ ｆ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｔ ｅ ｃ ｈｎ ｏ ｌ ｏ ｇ ｙ ；ｍｕ ｈｉ ｐ ｌ ｅ ｏ ｕｔ ｐ ｕ ｔ ；ｃ ｒ ｏ ｓ ｓ ｒ ｅ ｇ ｕ ｌ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ
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电源小贴士：同步整流可改善反激式电源的交叉调整
率
当选择一个可从单电源产生多输出的系统拓扑时，反激式电源是一个明智的选择。
由于每个变压器绕组上的电压与该绕组中的匝数成比例，因此可以通过匝数来轻松设置每个输出电压。
在理想情况下，如果调节其中一个输出电压，则所有其他输出将按照匝数进行缩放，并保持稳定。
然而，在现实情况中，寄生元件会共同降低未调节输出的负载调整。
在本电源小贴士中，我将进一步探讨寄生电感的影响，以及如何使用同步整流代替二极管来大幅提高反激式电源的交叉调整率。
例如，一个反激式电源可分别从一个48V输入产生两个1 A的12V输出，如图1的简化仿真模型所示。
理想的二极管模型具有零正向压降，电阻可忽略不计。
变压器绕组电阻可忽略不计，只有与变压器引线串联的寄生电感才能建模。
这些电感是变压器内的漏电感，以及印刷电路板（PCB）印制线和二极管内的寄生电感。
当设置这些电感时，两个输出相互跟踪，因为当二极管在开关周期的1-D部分导通时，变压器的全耦合会促使两个输出相等。
图1该反激式简化模型模拟了漏电感对输出电压调节的影响。
现在考虑一下，当您将100 nH的漏电感引入变压器的两根二次引线，并且将3μH的漏电与初级绕组串联时，将会发生什幺。
这些电感可在电流路径中建立寄生电感，其中包括变压器内部的漏电感以及PCB和其他元件中的电感。
当初始场效应晶体管（FET）关断时，初始漏电感仍然有电流流动，而次级漏电感开启初始条件为0 A的1-D周期。
变压器磁芯上出现基座电压，所有绕组共用。
该基座电压使初级漏电中的电流斜降至0 A，并使次级漏电。