反激变压器原理与设计-陈小平
不同模式下反激变压器的设计原则
不同模式下反激变压器的设计原则反激变压器是开关电源中常用的一种拓扑结构，具有简单、高效、低成本等优点。
在不同的工作模式下，反激变压器的设计原则也会有所不同。
以下将从不同模式下反激变压器的设计原则进行详细阐述。
一、引言随着电力电子技术的快速发展，开关电源作为一种高效、节能的电源供应方式，在各个领域得到了广泛应用。
反激变压器作为开关电源中的核心部件，其设计的好坏直接影响到开关电源的性能和稳定性。
因此，掌握不同模式下反激变压器的设计原则对于提高开关电源的性能具有重要意义。
二、连续模式（CCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压范围在设计连续模式下的反激变压器时，首先需要确定输入电压的范围。
输入电压的变化将直接影响到变压器的匝数比和磁通密度等参数。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压的变化。
2. 输出功率和效率输出功率和效率是开关电源的重要性能指标。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要根据输出功率和效率的要求，合理选择变压器的导线截面积、匝数比和磁芯材料等参数。
同时，还需要优化变压器的磁路设计和散热设计，以降低磁芯损耗和线圈损耗，提高变压器的效率。
3. 绝缘和耐压绝缘和耐压是开关电源安全性的重要保障。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要考虑变压器原副边之间的绝缘距离和耐压等级。
为了保证变压器的绝缘性能，需要采用合适的绝缘材料和工艺，确保变压器在高压下的安全运行。
三、断续模式（DCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压和输出电压范围在断续模式下，反激变压器的输入电压和输出电压范围对变压器的设计具有重要影响。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压和输出电压的变化。
同时，还需要考虑输出电压的纹波和稳定性要求，选择合适的滤波电容和电感等元件。
2. 峰值电流和平均电流在断续模式下，反激变压器的峰值电流和平均电流是设计的关键参数。
反激式变压器设计原理
反激式变压器设计原理
首先，反激式变压器的设计涉及开关电流的控制。
由于开关电流是通过高频开关元件（例如MOSFET）流过的电流，因此开关元件需要能够承受并控制高频开关过程中产生的大电流。
设计师需要确保开关电流在合适的范围内，既不能过小导致电源效率低下，也不能过大影响元件寿命。
其次，反激式变压器通过高频开关实现转换器的工作，常见的工作模式包括连续导通模式（CCM）和间断导通模式（DCM）。
在CCM中，开关元件在整个开关周期内持续导通，保持较小的变压器交流磁通波形，更适合低功率需求。
而在DCM中，开关元件只在一部分开关周期内导通，变压器交流磁通波形变化大，适用于大功率需求。
变压器是反激式变压器的核心部件，负责变换电压。
在设计反激式变压器时，需要确定合适的变压器参数，如匝数比、磁芯材料、磁芯横截面积等。
变压器的匝数比决定了输出电压和输入电压的比例关系，磁芯材料的选择和截面积的确定直接影响变压器的能量传输效率和功率损耗。
最后，反激式变压器还需要控制电路来确保其稳定工作。
控制电路主要包括反馈回路和开关控制电路。
反馈回路可以监测输出电压并将其与设定值进行比较，根据比较结果控制开关元件的导通和断开，以调整输出电压。
开关控制电路则根据设计要求来确定开关元件的工作频率和占空比，以满足输出电压的稳定要求。
总之，反激式变压器设计原理涉及到开关电流控制、转换器工作模式选择、磁元件参数确定和控制电路设计等多个方面。
设计师需要根据具体的应用需求，合理设计这些参数，以实现高效、稳定的电源转换。
反激式开关电源变压器的设计研究
反激式开关电源变压器的设计研究发布时间：2021-12-16T06:05:52.250Z 来源：《时代建筑》2021年30期10月下作者：杨建民[导读] 开关电源一直都是相对高效、节能型电源的重要代表，并且其代表着稳压电源的主要发展方向。
当前阶段，单片开关电源集成电路因为其突出的优势条件，像是高性价比、高集成度与最简单外围电路等，愈发得到广泛的应用与普及，甚至逐渐发展成为了设计中、小功率开关电源的首先选择的产品。
在开关电源中，高频变压器是非常重要的部件之一，并且发挥出了传输能量、电压变换以及电气隔离的效用。
东莞铭普光磁股份有限公司杨建民东莞 523000摘要：开关电源一直都是相对高效、节能型电源的重要代表，并且其代表着稳压电源的主要发展方向。
当前阶段，单片开关电源集成电路因为其突出的优势条件，像是高性价比、高集成度与最简单外围电路等，愈发得到广泛的应用与普及，甚至逐渐发展成为了设计中、小功率开关电源的首先选择的产品。
在开关电源中，高频变压器是非常重要的部件之一，并且发挥出了传输能量、电压变换以及电气隔离的效用。
高频变压器的设计是制作开关电源的一项关键技术。
本文重点介绍了反激式开关电源变压器设计的相关研究工作。
关键词：反激式；开关电源变压器；设计引言反激式开关电源在各类电气设备与电力系统中的应用逐渐变得更加广泛，同时有着体积较小、质量较轻与效率较高等优势条件。
一般状况下，功率开关管与PWM控制器、变压器等是开关电源中非常重要的构成部分，因此也会对工作运行的实际性能效果等产生较大的影响。
其中需注意的是，变压器在电源开关中所发挥的作用主要是磁能转换、绝缘隔离、电压转换等，并且作为开关电源的重要部件，设计的质量以及性能效果也会对开关电源的技术性能与运行使用的可靠性等产生比较直观的影响。
基于此，本文就反激式开关电源的实际工作原理作为切入点，研究了变压器设计的过程，希望可为之后相关的研究分析提供一定的借鉴参考价值。
反激变压器设计原理
反激变压器设计原理.txt我这人从不记仇，一般有仇当场我就报了。
没什么事不要找我，有事更不用找我！就算是believe中间也藏了一个lie！我那么喜欢你，你喜欢我一下会死啊?我又不是人民币，怎么能让人人都喜欢我？反激变压器设计原理默认分类 2008-01-21 11:16 阅读273 评论1 字号：大大中中小小一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下:输出功率 : Po = LIp2η / 2T输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf则Po又可表示为 :Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp∴ Ip = 2Po / ηVINDmax上列公式中 :VIN : 最小直流输入电压 (V)Dmax : 最大导通占空比Lp : 变压器初级电感 (mH)Ip : 变压器原边峰值电流 (A)f : 转换频率 (KHZ)图2 反激式转换器波形图由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定. DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力. 当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量. Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax, Imin ——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的.当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 . 由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5.使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp . 电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的.如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应. 在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12 VDC 0.1Aη≧ 0.83 ; f s = 70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高 21mm.CASE Surface Temperature ≦ 78℃ .Note : Constant Voltage & Current Design (UC3843AD)Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW / m2 @100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃ Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.1> 求core AP以确定 sizeAP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mmAP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V = [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒ 6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK Dmax:Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感 Ls 及原边电感 LpLs = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHLp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispIo(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np = 60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6Step10 计算AIR GAPlg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> dwpAwp = Iprms / J Iprms = Po / η / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AAwp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> dwsAws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 / 0.126 = 6.27 6 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 + Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)20.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1> 求出各绕组之线长.2> 求出各绕组之RDC和Rac @100℃3> 求各绕组之损耗功率4> 加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts则 INS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃R@100℃ = 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A副边直流有效电流 : Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕 = √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A 副边交流有效电流 : Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A求原边各电流值 :∵ Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流 : Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRpac = 1.6RPDC = 0.557Ω副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6RSDC = 0.0243ΩVcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损 PFe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2 LP32 / 13之Ve = 4.498cm3PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W3> Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W4> 估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :X'FMR结构 :Np #1 3.2 / 3.2 2 -- A Φ0.35 * 2 30 1LSHI #2 3.2 / 3.2 SHI- 4 2mils * 12 1 3LNs #3 3.2 / 3.2 8.9 - 6.7 Φ0.4 * 6 10 3LSHI #4 3.2 / 3.2 SHI- 4 2mils * 12 1 1LNp #5 3.2 / 3.2 A -- 1 Φ0.35 * 2 30 1LNvcc #6 3.2 / 3.2 3 -- 4 Φ0.18 7 2L#7 连结两 A 点2L。
6小时精通反激开关电源与变压器设计 1反激开关电源基本原理和电路拓扑
第四讲：变压器绕线工艺及设计书的作成
1） 反激电源变压器的排线及安规 2） 高频变压器设计文件的项目定义 3） 高频变压器设计文件的作成
2015（杭州）《反激开关电源及变压器设计》高级培训
第一讲： 反激开关电源基本原理和电路拓扑
1） 小功率AC/DC高频开关电源拓扑
反激电源的实质 Q1 驱动开通时 → Np 储能充电 Q1 驱动关断时 → Ns 放电输出
负载
2015（杭州）《反激开关电源及变压器设计》高级培训
3） 反激型开关电源典型控制IC及其设计注意事项
a） 固定频率控制IC及其工作机理 b） 准谐振控制IC及其工作机理
反激电源 Flyback
正激电源 Forward
半桥电源 Half-bridge
全桥电源 Full-bridge
固定频率控制 Fixed Frequency 电流连续模式 CCM
Driver Vds
可变频率控制 Variable Frequency 电流不连续模式 DCM 电流临界模式 CRM
Ids
2015（杭州）《反激开关电源及变压器设计》高级培训
3） 反激型开关电源典型控制IC及其设计注意事项
a） 固定频率控制IC及其工作机理（Onsemi代表例）
2015（杭州）《反激开关电源及变压器设计》高级培训
3） 反激型开关电源典型控制IC及其设计注意事项
b） 准谐振控制IC及其工作机理（Onsemi代表例）
2015（杭州）《反激开关电源及变压器设计》高级培训
3） 反激型开关电源典型控制IC及其设计注意事项
b） 准谐振控制IC及其工作机理（Onsemi代表例）
跳频工作
轻载
3） 反激型开关电源典型控制IC及其设计注意事项
“变压器原理与结构”说课稿设计
“变压器原理与结构”说课稿设计摘要：本文对“变压器原理与结构”从教学大纲、教学重难点、教学方法以及教学过程进行了详细阐述，为一线机电机械教学开展专业课程教学提供对比参照，抛砖引玉，促进教学质量的提高。
关键词：变压器机电机械专业技工院校说课稿一、说教材“变压器原理与结构”一课是陈小虎主编、高等教育出版社出版的《电机与变压器》第五章第一节的内容。
该门教材是国家高职院校“十五”规划教材，实践性强，通俗易懂。
1.教学大纲根据电机与电压器课程的教学计划要求，该课教学的主要内容是有关变压器原理与结构的，即要求学生理解变压器的工作原理、变压器的内部结构以及工作效率等。
2.教学重点、教学难点以及突破方法本节课的教学重点为：在电压器工作过程中，采用一次绕组方式与二次绕组方式时电压的比值等于它们之间线圈匝数的比值。
本节课的教学难点为：怎样利用本节课学到的知识解决实际问题，即教会学生怎样进行解题。
为了突破难点，本节课选择幻灯片演示四道题目，并且给出解题过程。
通常采用多媒体教学法（说教学过程中会详细说明准备过程）。
3.教学目标第一，知识目标方面。
本节课要求学生了解变压器的工作原理，掌握变压器的基本结构，会利用所学知识解决实际问题。
第二，素质目标方面。
本节课着重于培养学生的独立自主能力，促进学生分析问题和解决问题能力的提高。
第三，情感目标方面。
本节课着重于提升学生学习的积极性、师生关系的和谐性以及促进学生课后自习习惯的养成等。
二、说教法和学法1.学情分析笔者传授该课程的对象是技工院校机电机械专业大二的学生。
这些学生已经具备一定的电工和电子基础知识，为该课程的学习奠定了坚实的基础。
但是由于技工院校学生基础比较差，学习主动性比较低，他们不喜欢抽象式教条，喜欢直观形象的教学模式。
2.教法本节课应该始终贯彻以学生为主、教师为辅的原则，让学生主动学练，激发学生学习兴趣，从而提高教学效果。
为此本课可以采用的教法主要有：使用案例教学法，使学生更加明白变压器的工作原理；使用实物教学法，使学生能够掌握变压器的内部结构；使用多媒体教学法，向学生演示题目以及解题过程，提高学生利用所学知识解决实际问题的能力，并且能够节省时间，提高教学效果和教学质量。
反激式开关电源变压器设计培训教材 全文-在线文档
Ns1=
=
= 2.78匝
Vin(min)Dmax
127*0.5
取Ns1=3匝
此处整流二极管压降VD=0.7V
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
2.8 计算其它次级绕组匝数 (Von+VDn)Ns1
Nsn =
V01+VD1
+12V
(12+0.7)*3
Nsn = 5+0.7
= 6.68匝
取7匝
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
表二 变压器窗口利用因数
变压器情况
窗口
反激式变压器
1.1
一个二次绕组
1.2
两个或多个二次绕组
1.3
相互隔离的二次绕组
1.4
满足UL或CSA标准
1.1
满足IEC标准
1.2
法拉第屏屏蔽
1.1
用下式按变压器情况将各窗口利用因数综合起来 Knet=Ka.Kb…
最后以下式可以估算出变压器磁芯尺寸 A’p=Knet.Ap
Nsn =
(Von+VDn) Ns1 (匝)
V01 + VD1
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
1.9 检查相应输出端的电压误差
Vsn
δVsn%=(( =
N’sn-Vsn)/Vsn)x100%
Nsn
式中：
δVsn% ———— 相应输出电压精度%;
Vsn ———— 相应输出电压值；
Nsn ———— 计算的相应输出电压匝数；
次级铜损： Pcu+5V=(3*69.24*10-3*0.085/6)32 =0.026W 0.07W
反激变压器设计(值得珍藏的资料)
LE
2 Pi max Emax nV0
2 n 2V02 Emax T
2
……………………………………………………(5)
Emax(V) 300
Vo 24.0
T(s) 0.000020
n 6.0
Pin min(W) 8.0
Le (mH) 11.83
式中：Emax 为输入电压的上限值。 对于连续模式工作反激变压器的初级电感值 L1 应选在 LA 与 LD 之间，若选 L1 大于 LE，满载 时变压器一定进入连续模式工作；若选 L1 小于 LE，对于重载低压，变压器工作在连续模式，到 轻载高压就会自动转化为不连续模式工作。 由于连续模式反激变压器在一定条件下会转变为电流不连续模式工作。 所以我们先讨论一下 纯粹不连续模式工作的反激变压器。
LA
2 2 Emin Ton max ………………………………………………………………(1) 2TPi max
Emin(V) Ton max(s) T(s) Pin max(W) LA (mH) 90 0.000008 0.000020 8.0 1.62
式中：Emax 为输入电压的最低值。 Tonmax 为开关管导通时间最大值。 T 为开关周期。 Pimax 为设定的最大输入功率。 4.2 电流不连续工作模式容许的初级电感最小值 如果初级电感过小，把 Ton 调到最小值时，输入功率可能仍降不到设定的最小值。所以，容 许 L1 的最小值应为 LB。其计算公式为：
2 单端反激变换器的工作原理
单端反激变换器的原理电路如图 1 所示。其工作原理十分简单，当开关管 BG1 导通时，高 频变压器 B1 的原边上有电流 i1 通过，磁心被磁化，由于副边整流二极管 D1 是反接，所以次级 回路形不成电流。当 BG1 关断时，在次级绕组 N2 上产生的感应电动势反向，D1 导通。B1 中储 存的磁能向负载释放。
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关于反激变压器的设计
陈小平——矽恩微电子有限公司
2011-04-21 基本步骤：
1、确定Dmax和Vor。
2、求匝比n。
3、求初级电感量Lp。
4、选择磁芯。
5、求最小初级匝数。
6、初级、次级和反馈绕组匝数关系。
7、选择线经，确定初级、次级和反馈绕组匝数。
8、做样品、调整参数。
9、参考例子。
原理：
一、确定Dmax和Vor
当开关管Q闭合时，初级线圈电压为：Vin（当输入为265V时，达到375V），如果变压器初级线圈为：Np；次级线圈为：Ns。
匝比：
n=Np/Ns。
则：次级线圈的电压为：Vin/n。
由于次级二极管D3反向，没有形成回路，所以线圈没有电流流经负载。
而二极管的反向耐压：
VDf=Vin/n+Vo，
Vo为输出电压。
当开关管Q关断时，变压器中储存的能量向负载释放。
次级线圈的电压
VS=Vo+Vd，
Vd为整流二极管D3正向压降。
初级线圈的电压为：
VP=n*VS+Vleg。
Vleg为变压器漏感产生的尖锋电压；与输入电压反向。
设定Vor=n*VS，为反射电压。
则开关管承受的电压
Vds=Vinmax+Vor+Vleg。
实际选择开关管是必须留20~50V的余量。
所以：
Vor=VDS-（Vinmax+Vleg+余量）=600-（375+120+20~50）=55~85V
VDS：开关管的额定耐压，600V
Vin：在265V输入时，375V
Vleg:一般在120V
余量：20V~50V
根据伏秒法则：Vin*Ton=Vor*Toff
Ton：为开关管闭合时间。
Toff：为开关管关断时间。
占空比：D=Ton/（Ton+Toff），Ton+Toff为周期T。
Ton=T*D
Toff=T*（1-D）
所以： Vin*D=Vor*（1-D）
D=Vor/（Vin+Vor）
Dmax=Vor/（Vinmin+Vor）建议设置在0.3~0.5 当输入电压最小时取得最大占空比。
二、求匝比n
n =Vor/（Vo+Vd）
三、求初级电感量Lp。
计算电感量：BCM时，
有电感、电压、电流和时间的关系：
L=V*t/Ipp t：为时间。
Ipp：电流的变化量。
初级电感量：Lp=Vinmin*Tonmax/Ipp
BCM时，Ipp=2*Pin/ （Vinmin* Dmax）
Tonmax=T*Dmax=Dmax/fs fs：为工作频率。
所以：Lp=Vinmin*Tonmax/Ipp=Vinmin*Vinmin*Dmax*Dmax/（2*Pin*fs）
对于CCM模式：由于电流并没有下降到0，所以Ippccm=K*IppBCM，K小于1。
所以：Lp=Vinmin*Tonmax/Ipp=Vinmin*Vinmin*Dmax*Dmax/（2*Pin*fs*K）
当输入为窄电压时：K取0.6~0.8
当输入为宽电压时：K取0.4~0.6
实际应用时，取值在以上的基础上乘以1.1倍，再以10%的误差制作。
四、选择磁芯
Ap = AwAe = (Pt*10000) / 2ΔB*f *J*Ku
式中 Pt = Po /η +Po 传输功率
J : 电流密度 A / cm2 (300~500)
Ku: 绕組系数 0.2 ~ 0.5 .
五、求最小初级匝数。
Np=Lp*Ipp/（Bm*Ae）= Vinmin*Tonmax/（Bm*Ae）= Vinmin* Dmax/（fs*Bm*Ae）
此处求得的是最小匝数。
六、初级、次级和反馈绕组匝数关系
有n=Np/Ns，可以得到：
Ns=Np/n
令反馈绕组为Na，电压为Va由于反馈绕组与次级绕组同名端同向，所以，反馈绕组电压
与次级绕组电压成比例，即：
Ns/Na=（Vo+Vd）/（Va+Vd1）=na
Vd：次级整流二极管正向压降
Vd1：反馈绕组整流二极管D2正向压降
na：匝比
Na= Np/(n* na)
七、选择线经，确定初级、次级和反馈绕组匝数。
线经的选择按每平方mm传递4~6A平均电流来计算。
根据铜窗折中选择线经和匝数。
尽量使Np、Ns和Na的取值接近整数。
八、做样品、调整参数。
按照相关的法律法规来制作样品，必须满足产品市场的法律法规。
包括温升、绝缘等级、安规、EMI、EMC等。
电磁屏蔽（法拉利屏蔽），绕组之间的屏蔽不能形成回路，一端悬空，一端连接初级
或次级的冷地（没有电压突变的点）。
最外层的（磁芯外屏蔽）屏蔽必须形成回路，并将
节点连接到初级或次级的冷地。
绕制变压器时做到：热节点（指电压或电流突变的节点）
放置在底层。
九、参考例子：
用FSEZ1317设计一款宽电压（85~265Vac）输入，输出DC16.5V-0.35A，效率为：
0.76。
查看FSEZ1317的DATESHEET，可知：其工作与DCM，在这里K值取1.5，工作频率为：
50kHz.内置1A/650V MOS管，VCC电压：16.5V。
1、确定Dmax和Vor。
假设次级二极管正向压降Vd=0.7V，则：
VS=Vo+Vd=16.5+0.7=17.2V
Vor取80V，Vinmin=（1-a）*85*1.414 a：为线电压整流后的纹波因子，与所用的滤波电容的大小直接相关，电容量越大，a越小。
一般电容量按每瓦2~3uF，来选择。
假设a=0.3，则：
Vinmin=85*1.414*0.7=84V
在这里a的选择必须注意了，如果选择比实际的小了，那么实际的将大于设计的占空比，若IC有限制的话，将导致工作异常。
Dmax= Vor/（Vin+Vor）=80/（80+84）=0.488
IC内部设计的最大占空比为0.6，所以仅从占空比的角度来看是满足要求了。
验证Vor的合理性。
已知MOS的VDS=650V，最大直流电压
Vinmax=265*1.414=375，假设Vleg=120V，则
余量Vy=650-375-80-120=75V
余量一般有30V就可以了，因此在设计RCD吸收电路时，可以将Vleg的电压设置在155V，这样可以减少RCD吸收回路的功耗，从而提升效率。
2、求匝比n。
n =Vor/(Vo+Vd)=80/17.2=4.65
3、求初级电感量Lp。
Lp=Vinmin*Tonmax/Ipp=Vinmin*Vinmin*Dmax*Dmax/（2*Pin*fs*K）
=84*84*0.488*0.488/（50*1.5*2*17.2*0.35/0.76）
=1.414mH
所以Lp=1.414*1.1=1.55mH。
4、选择磁芯。
Ap = AwAe = (Pt*10000) / 2ΔB*f
*J*Ku=[(17.2*0.35/0.76+17.2*0.35)*10000]/(2*0.25*50000*400*0.2 )=0.0768平方厘米
式中 Pt = Po /η +Po 传输功率
J : 电流密度 A / cm2 (300~500)
Ku: 绕組系数 0.2 ~ 0.5 .
查磁芯手册可知，EE16AP=0.0765比较接近。
故选择EE16.
5、求最小初级匝数。
EE16的Ae=19.2平方毫米
Ippmax=2*17.2*0.35/(0.76*84*0.488)=0.38647A
Np=Lp*Ipp/（Bm*Ae）=1550*0.38647/(0.25*19.2)=125T
注意了：Lp的单位是：uH, Ipp的单位是：安培 Ae的单位是：平方毫米。
Bm的取值一般：0.2~0.3，单位：特斯拉。
6、初级、次级和反馈绕组匝数关系。
n=4.65 NS=125/4.65=26.88,在这里不能为小数，取29圈。
na=VS/VA=17.2/(16.5+0.7)=1
NA=NS=29圈
NP=4.65*29=134.85 取135圈.
7、选择线经，确定初级、次级和反馈绕组匝数。
初级次级平均电流最大值0.0943A,若按6A/mmmm,则Ds=0.1415mm 取0.15mm-2UEW铜线。
反馈绕组，由于电流较小，考虑到容易绕线，取0.13mm-2UEW铜线。
次级平均电流0.35A,若按6A/mmmm,则Ds=0.2726mm,次级铜线如果用的是2UEW 线的话，电流密度取：4~6A/mmmm；若用的是TEX(三层绝缘线)线的话电流密度最大可取到10A/mmmm.
8、做样品、调整参数。
根据第7步计算的方法来调整线经，使其可方便制样。
绕法略……。