第5章 电流镜
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CMOS模拟集成电路设计第5章电流镜
精品文档 行的普通股股数× （已发行时间÷报告期时间） －当期回购的普通股股数× （已回购时间÷ 报告期时间） （4）实例：本公司未发行可转换公司债券、认股权证、股份期权等稀释性潜在普通股，所 以计算过程与结果同基本每股收益。
（1）概念 : 复利是一种计算利息的方法。按照这种方法，利息除了会根据本金计算外，新 得到的利息同样可以生息，因此俗称“利滚利” 、“驴打滚”或“利叠利”。只要计算利息的 周期越密，财富增长越快，而随着年期越长，复利效应亦会越为明显。 （2）计算公式：最简单的复利公式如下： FV=PV(1+i)^n
ROE=144000195.15 ÷（916171029.94+144000195.15 ÷2-45240490.4 ×8÷12） =15.03%
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=36.22%
（1）概念：一项投资在特定时间期内的年度增长率。 （2）计算公式：复合增长率（ CAGR ）=(现有价值 /基础价值 )^(1/ 年数 ) – 1，
总资产收益率 =净利润÷【（期初资产总额 +期末资产总额）÷ 2】×100%=14.08%
（1）概念：又称所有者权益报酬率或股东权益收益率，是企业一定时期内净利润与平均净 资产的比率。用来衡量企业所有者权益获得报酬的水平。 （2）计算公式： ROE = P/(E0 + NP÷2 + Ei×Mi÷M0 - Ej×Mj÷M0) .
其中，现有价值是指你要计算的某项指标本年度的数目； 基础价值是指你计算的年度 上一年的这项指标的数据，如你计算 2 年，则是计算上溯第 3 年的数值； ^是乘方的意思， 开方方法为在计算器上点 x^y 健，再点（ 1/年数）的数值即可。
（3）实例：以本公司 2009 年净利润为基数，计算 2010 年和 2011 年净利润的复合增 长率，给出数据如下：
第五章 电流镜
CMOS模拟集成电路设计 第五章 电流镜
6
5.1 基本电流镜
观察MOS器件的电流公式 unCox W (VGS − VTH ) 2 I OUT ≈ 2 L 两个具有同样VGS的NMOS，如果管子尺寸相同，工艺偏差 不计(VTH相同)，那么两个管子流过的电流就相同。从这一点 出发，我们考虑到法一： Av=GmRout 从右图计算Gm，由于X点的摆幅较小，可以认为X点 的变化对P点的影响很小，所以P点为虚地。那么
I out + g m1Vin / 2 = g m 2 ( −Vin / 2) ⇒| Gm |= g m1, 2
从右下图计算Rout。
IX = 2 2rO1, 2 VX VX + || rO 3 rO 4 + g1 m3 ) ⇒ Rout = rO 2
I OUT ≈ u nCox W R2 ( VDD − VTH ) 2，为了减小电流源消耗的电压余度 2 L R2 + R1 过驱动电压一般比较小100 ~ 400mV，若Vov = 200mV，有50mV的偏差， 就会导致输出电流有44%的误差。看来这种产生电流源的方式是不可取的。 同时，电源的噪声也会引起电流误差。
CMOS模拟集成电路设计
Design of Analog CMOS Integrated Circuit
Oct.2014
本章内容
第五章
电流镜
CMOS模拟集成电路设计
第五章 电流镜
2
本章内容
5.1 基本电流镜 5.2 共源共栅电流镜 5.3 低压共源共栅电流镜 5.4 与差动对结合的电流镜
第五章 电流镜
CMOS模拟集成电路设计
18
5.3 低压共源共栅电流镜
这个电路不采用电阻，避开了电阻的精度问题。 只要合理放大M7的尺寸就能够使VGS7≈VTH7，从而 获得前述要求的关系式。然而这个结构同样存在 衬偏效应的问题。 使用源跟随器MS，直接使共源共栅级的偏置下 降VTH，这样一来也可以使电压余度消耗为两 个过驱动电压。但A,B两点的电位将不能近似 相等，导致精度的损失。这种结构有时也会使 用，因为共源共栅结构的电流镜不单单是为了 实现高精度，我们也有时仅仅利用其高输出阻 抗。
6
5.1 基本电流镜
观察MOS器件的电流公式 unCox W (VGS − VTH ) 2 I OUT ≈ 2 L 两个具有同样VGS的NMOS，如果管子尺寸相同，工艺偏差 不计(VTH相同)，那么两个管子流过的电流就相同。从这一点 出发，我们考虑到法一： Av=GmRout 从右图计算Gm，由于X点的摆幅较小，可以认为X点 的变化对P点的影响很小，所以P点为虚地。那么
I out + g m1Vin / 2 = g m 2 ( −Vin / 2) ⇒| Gm |= g m1, 2
从右下图计算Rout。
IX = 2 2rO1, 2 VX VX + || rO 3 rO 4 + g1 m3 ) ⇒ Rout = rO 2
I OUT ≈ u nCox W R2 ( VDD − VTH ) 2，为了减小电流源消耗的电压余度 2 L R2 + R1 过驱动电压一般比较小100 ~ 400mV，若Vov = 200mV，有50mV的偏差， 就会导致输出电流有44%的误差。看来这种产生电流源的方式是不可取的。 同时，电源的噪声也会引起电流误差。
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第五章
电流镜
CMOS模拟集成电路设计
第五章 电流镜
2
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5.1 基本电流镜 5.2 共源共栅电流镜 5.3 低压共源共栅电流镜 5.4 与差动对结合的电流镜
第五章 电流镜
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5.3 低压共源共栅电流镜
这个电路不采用电阻，避开了电阻的精度问题。 只要合理放大M7的尺寸就能够使VGS7≈VTH7，从而 获得前述要求的关系式。然而这个结构同样存在 衬偏效应的问题。 使用源跟随器MS，直接使共源共栅级的偏置下 降VTH，这样一来也可以使电压余度消耗为两 个过驱动电压。但A,B两点的电位将不能近似 相等，导致精度的损失。这种结构有时也会使 用，因为共源共栅结构的电流镜不单单是为了 实现高精度，我们也有时仅仅利用其高输出阻 抗。
CMOS模拟集成电路设计第5章—电流镜
• 3.2 小信号分析 • （忽略衬偏效应） • 方法一 • 利用 • 计算
得到，
gm1Vin/2
gm1Vin/2 gm2Vin/2
• 计算 • M1和M2用一个21,2代替，
从抽取的电流以单位增益(近 似)，由M3镜像到M4。则，
若21,2>>(13)3,
• 电路增益：
1 I ss
• 3.3 共模特性 • 电路不存在器件失配时
• 两个都工作在饱和区且具有相等栅源电压的相同晶体管传 输相同的电流（忽略沟道长度调制效应）。
• 按比例复制电流 • （忽略沟道长度调制效应）
得到
该电路可以精确地复制电流而不受工艺和温度的影响； 与的比值由器件尺寸的比率决定。
忽略沟道长度调制效应！
• 例子：
• 实际设计中，所有晶体管采用相 同的栅长，以减小由于源漏区边 缘扩散所产生的误差。
• 沟道长度调制效应使得电流镜像产生极大误差，
因此
• 共源共栅电流源 • 为了抑制沟道长度调制的影响，
可以采用共源共栅电流源。共源共 栅结构可以使底部晶体管免受变化 的影响。
• 共源共栅电流镜 • 共源共栅电流镜 • 确定共源共栅电流源的偏置电压，
采用共源共栅电流镜结构。 •
– 共源共栅电流镜消耗了电压余度 – 忽略衬偏效应且假设所有晶体管都是相同的，则P点所允许的
模拟集成电路设计
电流镜
提纲
• 1、基本电流镜 • 2、共源共栅电流镜 • 3、电流镜作负载的差动对
Байду номын сангаас ：电流源
• 处于饱和区的管可以作为一种电流源
Iou I tD 1 2n C oW L x(V G S V t) h 2 (1 V D )S
CMOS模拟集成电路设计第5章—电流镜ppt课件
Iout与IREF的比值由器件尺寸的比率决定。
忽略沟道长度调制效应！
17.04.2020
5
.
• 例子：
– 实际设计中，所有晶体管采用相同 的栅长，以减小由于源漏区边缘扩 散所产生的误差。
– 采用叉指结构。
如图，每个叉指的W为5±0.1μm ，则 M1和M2的实际的W为：
W1＝5±0.1μm, W2＝4(5±0.1)μm 则IOUT/IREF= 4(5±0.1)/ (5±0.1)=4
17.04.2020
10
.
– 低压的共源共栅电流镜中的偏置Vb如何产生？ 设计思路: 让Vb等于（或稍稍大于）VGS2+(VGS1-VTH1),
例1：在图a中，选择I1和器件的尺寸，使M5 产生VGS5≈VGS2，进一步调整M6的尺寸和Rb的阻 值，使VDS6＝VGS6-RbI1 ≈VGS1-VTH1。
11
.
3、电流镜作负载的差动对
• 3.1大信号分析
– Vin1-Vin2足够负时，M1、M3和M4均关断，M2和 M5工作在深线性区，传输的电流为0，Vout=0；
– 随Vin1-Vin2增长，M1开始导通，使ID5的一部分流 经M3，M4开启，Vout增长
– 当Vin1和Vin2相当时，M2和M4都处于饱和区， 产生一个高增益区。
若2rO1,2>>(1/gm3)||rO3,
• 电路增益：
1
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I ss
15
.
• 3.3 共模特性
– 电路不存在器件失配时
忽略rO1,2，并假设1/(2gm3,4)<<rO3,4,
则，
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.
忽略沟道长度调制效应！
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• 例子：
– 实际设计中，所有晶体管采用相同 的栅长，以减小由于源漏区边缘扩 散所产生的误差。
– 采用叉指结构。
如图，每个叉指的W为5±0.1μm ，则 M1和M2的实际的W为：
W1＝5±0.1μm, W2＝4(5±0.1)μm 则IOUT/IREF= 4(5±0.1)/ (5±0.1)=4
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– 低压的共源共栅电流镜中的偏置Vb如何产生？ 设计思路: 让Vb等于（或稍稍大于）VGS2+(VGS1-VTH1),
例1：在图a中，选择I1和器件的尺寸，使M5 产生VGS5≈VGS2，进一步调整M6的尺寸和Rb的阻 值，使VDS6＝VGS6-RbI1 ≈VGS1-VTH1。
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3、电流镜作负载的差动对
• 3.1大信号分析
– Vin1-Vin2足够负时，M1、M3和M4均关断，M2和 M5工作在深线性区，传输的电流为0，Vout=0；
– 随Vin1-Vin2增长，M1开始导通，使ID5的一部分流 经M3，M4开启，Vout增长
– 当Vin1和Vin2相当时，M2和M4都处于饱和区， 产生一个高增益区。
若2rO1,2>>(1/gm3)||rO3,
• 电路增益：
1
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• 3.3 共模特性
– 电路不存在器件失配时
忽略rO1,2，并假设1/(2gm3,4)<<rO3,4,
则，
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2010年CMOS模拟集成电路复习提纲
2007年《大规模集成电路分析与设计》复习提纲第2章MOSFET 的工作原理及器件模型分析重点内容：＊ CMOS 模拟集成电路设计分析的最基本最重要的知识：MOS 器件的三个区域的判断，并且对应于各个区域的I D 表达式，和跨导的定义及表达式。
＊ 体效应的概念，体效应产生的原因，及体效应系数γ。
＊ 沟道调制效应的概念，沟长调制效应产生的原因，沟道电阻D o I r λ1=，λ与沟道长度成反比。
＊ MOS 管结构电容的存在，它们各自的表达式。
＊ MOS 管完整的小信号模型。
MOSFET 的I-V 特性 1. TH GS V V <,MOS 管截止 2. TH GS V V ≥,MOS 管导通a.TH GS DS V V V -<,MOS 管工作在三极管区;⎥⎦⎤⎢⎣⎡--=221)(DS DS TH GS ox n D V V V V L W C I μ 当)(2TH GS DS V V V -<<时,MOS 工作于深Triode 区,此时DS TH GS oxn D V V V LWC I )(-≈μ,DSD V I ~为直线关系. 导通电阻:)(1TH GS ox n DDSon V V LW C I V R -=∂∂=μb .THGS DSV V V -≥,MOS 管工作在饱和区;2)(21TH GS oxn D V V LWC I -=μ 跨导g m ：是指在一定的V DS 下，I D 对V GS 的变化率。
饱和区跨导：TH GS DD oxn H T GS oxn m V V I I LW C V V LW C g -==-=22)(μμ三极管区跨导：DS ox n m V L WC g μ=MOSFET 的二级效应1. 体效应: 源极电位和衬底电位不同,引起阈值电压的变化.)22(0F SB F TH TH V V V φφγ-++=)22(0FP BS FP n TH THN V V V φφγ--+=)(H T GS oxn constV GSD m V V LW C V I g DS -=∂∂==μ)22(0FN FN BS P TH THP V V V φφγ---+=2. 沟长调制效应: MOS 工作在饱和区,↑DS V 引起↓L 的现象.)1()(212DS TH GS ox n D V V V LWC I λμ+-⎪⎭⎫⎝⎛= TH GS D DS D ox n DS H T GS oxn GSD m V V I V I L W C V V V LW C V I g -=+⎪⎭⎫⎝⎛=+-=∂∂=2)1(2 )1)((λμλμ 饱和区输出阻抗：λλμ⋅=⋅-⎪⎭⎫⎝⎛=∂∂=D TH GS ox n DS D o I V V LWC V I r 1)(21112线性区输出阻抗：()[]DS TH GS oxn o V V V LW C r --=μ13. 亚阈值导电性V GS <V TH ,器件处于弱反型区.V DS >200mV 后,饱和区I D -V GS 平方律的特性变为指数的关系:T GSD V V I I ζexp0=MOSFET 的结构电容（各电容的表达式见书）MOSFET 的小信号模型MOS 器件在某一工作点附近微小变化的行为,称为小信号分析.此时MOS 器件的工作模型称为小信号模型. MOS 管的交流小信号模型是以其直流工作点为基础的。
专用集成电路设计基础教程第5章 模拟集成电路设计技术 共329页
(5-37)
当β＝100，n＝5时相对误差仅为0.06％。当β＝5, n＝5时， 相对误差为16％。现在再回头看，如果不用V0管，而用基本型 电流源，即把V管b、c极短接，此时有如下关系：
38
ir ic (n1)ib
ic(1
n1 )
io(1
n1 )
(5-38)
n1
io (1n1)ir
29
6. 横向PNP管电流源 横向PNP管在模拟集成电路中已得到广泛应用。所谓横向 PNP管，是指以N型外延层作为PNP管基区，其发射区和集电 区由硼扩散同时实现的，因此在工艺上容易制造出多个发射区 和集电区的晶体管。基本型电流源电路的两个晶体管的基区是 连在一起的，发射极也接相同电位，这样就可以用一个多集电 极的横向PNP管构成多个电流源。图5-6就是用一个多集电极 横向PNP管作为基本型电流源的电路，它的等效电路如图5-7 所示。
24
(5-26) (5-27)
现在来计算一下相对误差值。当β＝100时，相对误差仅 为2％；当β＝5时，相对误差约为29％。因此用β值很大的管 子作基本型电流源时，其误差可以忽略不计，但对β值很小的 管子来说，其误差就相当大了。为了减小输出电流io和参考电 流ir间的误差，需要对基本型电流源进行改进，改进后的电流 源电路如图5-5所示。这种改进型电流源又称为Wilson电流源。
17
在集成电路版图设计时，常把V1、V2两管靠得很近，加上 工艺相同，掺杂浓度相同，因此两个管子单位面积的反相漏电
流可以认为相同，即 is1 is2 。另外，由图5-2电路可知，V1、
V2两管的正向压降也相同，即UBE1=UBE2。这样由上面几个公 式可以得出
io Ae1 ir Ae2
第五章 电流镜
L 2 W 1 I out ≈ un Cox ( ) 2 (VGS − VTH ) 2 L 2 (W / L) 2 I REF ⇒ I out = (W / L)1 I REF ≈ un Cox ( )1 (VGS − VTH )
电流可以按照比例被复制，而且不受工艺和温度的影响。
CMOS模拟集成电路设计 第五章 电流镜 Copyright 2011, zhengran
5.4 与差动对结合的电流镜
7
5.1 基本电流镜
例，求图中M4的漏电流，所有管子都工作的饱和区，不考虑沟 道调制。
⇒ I D4 =
(W / L) 2 (W / L) 4 I REF (W / L)1 (W / L) 3
CMOS模拟集成电路设计
第五章 电流镜
Copyright 2011, zhengran
8
5.1 基本电流镜
因此我们一般使对管具有相同的沟道长度(Ldrawn)，而改变 W，以获得需要的复制比例。
Copyright 2011, zhengran
CMOS模拟集成电路设计
第五章 电流镜
10
5.1 基本电流镜
计算图中的小信号电压增益。(不考虑沟道调制)
⇒ Av = g m1
(W / L) 3 RL (W / L) 2
输入共模电平范围： VGS 1, 2 + VDS 5 ≤ Vin ,CM ≤ Vout + VTH 2
CMOS模拟集成电路设计 第五章 电流镜 Copyright 2011, zhengran
20
5.4 与差动对结合的电流镜
例：假设电路完全对称，当VDD从3V变化到0V时，输出电压随 VDD变化的关系。认为VDD等于3V时所有器件都饱和。 VDD从3V减小时，VF与Vout以 斜率1下降(为什么？)，下降到一 定程度时M1，M2进入线性区。 (Vout下降斜率还是1吗？)最后使 得M5进入线性区，Vout的下降 变缓。(为什么？)
电流可以按照比例被复制，而且不受工艺和温度的影响。
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5.4 与差动对结合的电流镜
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5.1 基本电流镜
例，求图中M4的漏电流，所有管子都工作的饱和区，不考虑沟 道调制。
⇒ I D4 =
(W / L) 2 (W / L) 4 I REF (W / L)1 (W / L) 3
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第五章 电流镜
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5.1 基本电流镜
因此我们一般使对管具有相同的沟道长度(Ldrawn)，而改变 W，以获得需要的复制比例。
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5.1 基本电流镜
计算图中的小信号电压增益。(不考虑沟道调制)
⇒ Av = g m1
(W / L) 3 RL (W / L) 2
输入共模电平范围： VGS 1, 2 + VDS 5 ≤ Vin ,CM ≤ Vout + VTH 2
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5.4 与差动对结合的电流镜
例：假设电路完全对称，当VDD从3V变化到0V时，输出电压随 VDD变化的关系。认为VDD等于3V时所有器件都饱和。 VDD从3V减小时，VF与Vout以 斜率1下降(为什么？)，下降到一 定程度时M1，M2进入线性区。 (Vout下降斜率还是1吗？)最后使 得M5进入线性区，Vout的下降 变缓。(为什么？)
模拟CMOS集成电路设计(拉扎维)第5章无源和有源电流镜PPT课件
基于IREF，“复制”产生所需各电流
常转用换复为制电方流法是先把IREF转换为电压，在由该电压
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
77
基本电流镜－等量复制
镜面
基本电流镜
I REF
=
n C ox
W (VGS
VTH ) 2
2L
I out = ff 1( I REF ) = I REF
I REF = f (VGS )
模拟集成电路原理
第5章 无源与有源电流镜
11
本讲 电流镜
基本电流镜
共源共栅电流镜
有源电流镜
电流镜做负载的差分放大器
大信号特性 小信号特性 共模特性
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
22
明确几个概念
电流源
Current source
电流沉
Current sink
电流镜
Current Mirror
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
55
基于电阻分压的电流源
电流值对工艺、电源、温度等变 化敏感
不同芯片阈值偏差可达100mV n 、VTH随温度变化
输出电压范围
大于M1管的VOV即可
为了输出电压范围较大，VOV取 典型值200mV
若VTH改变50mV，则IOUT改变44％
I OUT n Cox W ( R2 VDD
L L eff 2
drawn2
2LD= Ldrawn1 Leff 1= Ldrawn1 2LD Ldrawn1 2LD L L drawn2 eff 2 Ldrawn2 2LD Ldrawn2
结论： 取L1=L2，便于 获得期望的精确
电流值
西电微电子学院－董刚－模拟集成电路设计
常转用换复为制电方流法是先把IREF转换为电压，在由该电压
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基本电流镜－等量复制
镜面
基本电流镜
I REF
=
n C ox
W (VGS
VTH ) 2
2L
I out = ff 1( I REF ) = I REF
I REF = f (VGS )
模拟集成电路原理
第5章 无源与有源电流镜
11
本讲 电流镜
基本电流镜
共源共栅电流镜
有源电流镜
电流镜做负载的差分放大器
大信号特性 小信号特性 共模特性
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明确几个概念
电流源
Current source
电流沉
Current sink
电流镜
Current Mirror
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55
基于电阻分压的电流源
电流值对工艺、电源、温度等变 化敏感
不同芯片阈值偏差可达100mV n 、VTH随温度变化
输出电压范围
大于M1管的VOV即可
为了输出电压范围较大，VOV取 典型值200mV
若VTH改变50mV，则IOUT改变44％
I OUT n Cox W ( R2 VDD
L L eff 2
drawn2
2LD= Ldrawn1 Leff 1= Ldrawn1 2LD Ldrawn1 2LD L L drawn2 eff 2 Ldrawn2 2LD Ldrawn2
结论： 取L1=L2，便于 获得期望的精确
电流值
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集成电路版图设计基础第五章：匹配
• 把器件围绕一个公共的中心点放臵称为共心布臵，甚至把器件在 一条直线上对称放臵也可以看作共心技术。 • 现有的集成工艺中, 共心技术可以降低热梯度或工艺存在的线性 梯度。热梯度是由芯片上面的一个发热点产生的,它会引起其周围 的器件的电气特性发生变化。离发热点远的器件要比离发热点近 的器件影响要小。共心技术使热的梯度影响在器件之间的分布比 较均衡。
school of phye
basics of ic layout design
11
匹配方法 之二：交叉法 interdigitating device
• 通常在电路中有些大堆部件都必须与一个给定的器件匹配，这个 器件称为定义部件（图5-5，P104）。
school of phye
basics of ic layout design
• Also use dummy poly strips to minimize mismatch induced by etch undercutting during fab. And these widths of dummy gates can be shorter than the actual gates.
• analog transistors often have a large W/L ratio. • Interdigitization can be used in a multiple transistor circuit layout to distribute process gradients across the circuit. This improves matching. • two matched transistors with one node in common: ★ split them in an equal part of fingers (for example 4) ★ interdigitate the 8 elements: AABBAABB or ABBAABBA
school of phye
basics of ic layout design
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匹配方法 之二：交叉法 interdigitating device
• 通常在电路中有些大堆部件都必须与一个给定的器件匹配，这个 器件称为定义部件（图5-5，P104）。
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basics of ic layout design
• Also use dummy poly strips to minimize mismatch induced by etch undercutting during fab. And these widths of dummy gates can be shorter than the actual gates.
• analog transistors often have a large W/L ratio. • Interdigitization can be used in a multiple transistor circuit layout to distribute process gradients across the circuit. This improves matching. • two matched transistors with one node in common: ★ split them in an equal part of fingers (for example 4) ★ interdigitate the 8 elements: AABBAABB or ABBAABBA
跨导运算放大器
5.2 双极型集成 OTA
5.2.1 OTA 的基本概念
OTA 是跨导运算放大器的简称，它是一种通用标准部件。OTA 的符号如图 5.1 所示，它有 两个输入端，一个输出端，一个控制端。符号上的“+”号代表同相输入端， “-”号代表反相 输入端，io 是输出电流，IB 是偏置电流，即外部控制电流。 OTA 的传输特性可用下列方程式描述
186
式(5.10)是传输特性的精确表达式，显然 io 与 uid 之间具有非线性函数关系。在输入电压信 号很小，即 uid<<2UT 条件下，利用双曲正弦函数的特性（即当 x<<1 时，thx≈ x） ， 。则由式(5.10) 可得，io 与 uid 之间具有的近似线性关系为
io ic1 ic2 I B
i o G m ( u i u i ) G m u id
(Hale Waihona Puke .1)183式中 io 是输出电流；uid 是差模输入电压；Gm 是开环跨导增益。 通常由双极型集成工艺制作的 OTA 在小信号下，跨导增益 Gm 是偏置电流 IB 的线性函数， 其关系式为
G m hI B
h q 1 2 kT 2U T
VD6
-EE
图 5.4 基本型 OTA 电路
在图 5. 4 所示电路中，VT1、VT2 组成跨导输入级，它是共射差动式电路，输入电压信号， 输出电流信号，因此是跨导放大级。VT3 和 VD1 组成一个基本镜象电流镜，与结构框图 5.3 中 Mw 的作用相同，将外加偏置电流 IB 送到输入级作 VT1、VT2 的射极长尾电流。VT7、VT8、VT9 和 VD5 组成威尔逊电流镜， 起结构框图 5.3 中 Mz 的作用， VT8 与 VT9 的达林顿接法可提高电流 镜的输出电阻， 并联在 VT8 发射结上的二极管 VD4 用来加快电路的工作速度。 同理， VT4、 VT5、 VT6 与 VD2、VD3 组成威尔逊电流镜，起结构框图 5.3 中 Mx 的作用。VT10、VT11 和 VD6 组成第 三个威尔逊电流镜起框图中 My 的作用。输出端为 VT9 集电极与 VTl0 集电极的相交点。因此是 高阻抗输出端，输出电流为 VT9 集电极电流与 VT10 集电极电流之差。 如果上述电路中 4 个电流镜的电流传输比均等于 1 ，从而使得 ic9=ic2 ， ic10=icl ， io= ic9-ic10=ic2-ic1。因此，上述 OTA 电路的传输特性(即 io 与 uid 的函数关系)将由差动输入级的传输 特性来决定。
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误差。
二 • 共源共栅电流镜
基本共源共栅电流镜
选择Vb使VX=VY, Iout即是IREF的精确复制! 即使VP变化, 因∆VY= ∆VP /(gm3r03), 故VX≈VY , Iout≈ IREF。注意, 这是 靠牺牲电压余度来获得的精度!
M0、M3选择合适的宽长比使 VGS0＝VGS3，则VX=VY 。
虚框内电路对称,可用半电 路虚地概念
三 • 有源电流镜 有源负载差动对的小信号增益（2）
由KVL定理，得:
V
V
in
in
V = -g (- )r +g r =g V r
eq
m2
02 m1 01 m1(2) in 01(2)
2
2
由戴维南定理，显然: R = r +r = 2r eq 01 02 01(2)
较少的电压余度而采用较小的偏置电压时，这个问
题更严重。
例如，若Von1＝200mV，VTH有50mV的误差就会使输出电流产生44%的误差。
如何产生精度、稳定性均较好的电流源?
一 • 基本电流镜
用基准来产生电流源
用相对较复杂的电路(有时需要外部的 调整)来产生一个稳定的基准电流IREF。
在模拟电路中，电流源的设计是基于对一个稳定的基准电流IREF的复制 ( IREF常由基 准电路(第11章)产生，这里不作讨论) ，从而得到众多的电流源 。现在我们关心 的是，如何产生一个基准电流的精确复制呢？
二 • 共源共栅电流镜
低压共源共栅电流镜的原理
上图中VA=VGS1-VDS2，若选取VDS2≈ VT , 则：
VB =
VA ≈ Von1(3), 于是:VXmin=Von4+Von3, 比基本共源共栅电流
镜减小了一个阈值电压VT, 低压共源共栅电流镜由此得
名。
二 • 共源共栅电流镜
低压共源共栅电流镜V 的产生
r
03(4)
三 • 有源电流镜 有源负载差动对的小信号增益（6）
∴(1+
r
01(2)
)V
=g
r
V
0 m1(2) 01(2) in
r
03(4)
∴A
V
0
=
gr
m1(2) 01(2)
=
=g
(r
//r
这就是输出结点的小信
) 号增益！
V
m1(2) 01(2) 03(4)
Vr
in
01(2)
1+
r
03(4)
V
3
A
=
ΔV
out
CM
ΔV
in,CM
三 • 有源电流镜 有源负载差动对的共模增益
负载电阻
−
1
r
o3,4
||
A
≈
2g
m3,4
2=
−1
g
m1,2
CM
1 +R
1 + 2g R g m1,2 SS m3,4
R
D
V =V +V
Xmin on3 B(A)
M3退出饱和 = V +(V - V )+ V
on3 GS1(2) T T
M2退出饱和
=V +V +V
on3 on2 T
这比M2和M3同时退出饱
和时的： VXmin = Von3 +Von2大了一个开启电压
VT这在低电源电压运用中是一个很大的电压损失!
二 • 共源共栅电流镜
三 • 有源电流镜
有源负载差动对的小信号增益（3）
1 V = V +I (R + r // )
0 eq X eq 03(4)
g
m3(4)
将虚框内电路看成一个大节点,由KCL可得:
V
V
0
3
- = 2g V + = 2I +I
m3(4) 3
1 r03(4)
r
r
03(4)
03(4)
有源负载差动对的小信号增益（4）
A
D
REF
GS3
2I
REF
+ V -I R ≤ V
T
REF
T
β
3
∴I ≥ REF
2
∴
2
2
≤I
≤
V
T
L
L
(1 )
βR
2
REF
3
βR
R
3
(1)式有解要求:
2
V
2
≤ T ⇒ R≥
2
βR
R
βV
3
3T
二 • 共源共栅电流镜
例：假定λ＝γ＝0，IR=100uA，µnCox＝1.44×10-5A•V-2
M1～M8的（W/L）均为400u/5u，完成如下问题： 1. 求图（1）电路的Vomin，并求VA, VB的值。 2. 求图（2）电路的Vomin，并求VC, VD以及电阻R的值
静态时(Vin1=Vin2) ,如果电路完全对称,则 VF=Vout, 证明如下: 假定VF>Vout (即ID3<ID4), 则 由于沟道调制效应ID1>ID2, 因ID1=ID3, ID2=ID4, 故ID3>ID4, 这与假设矛盾; 反之也成立, 故必 有VF=Vout
三 • 有源电流镜
有源负载差动对的不对称摆幅
三 • 有源电流镜
带有源电流镜的差动对
也称“有源”负载
该电路的重要特性是将差动输入信号变成了单 端输出信号，完成了“双—单端”变换
三 • 有源电流镜
有源负载差动对的大信号分析
大信号时, V0max=VDD, V0min=0
M2饱和要求: V0min≥Vin-VT 上式表明小信号时V0min 依赖于输入共模电平的 大小, 为得到最大输出摆幅, 输入共模电平必须尽可能低, 输出摆幅与输入共模电平之间的 矛盾是该电路的一个缺陷。
out o2 o4 ,
o1,2
m3
o3
A ≈ g (r ||r ) v m1,2 o2 o4
三 • 有源电流镜
如何求有源负载差动对的小信号增益？
在有源负载的基本差分对中，因电路实际上 不是完全对称，P点如果不看作是虚地呢， 我们用戴维南定理来求其小信号增益。
三 • 有源电流镜
有源负载差动对的小信号增益（1）
A 2g r
VY
m3(4) 03(4)
Hale Waihona Puke 1I1∴A
V
3
=≈
g
m3(4)
=
VX
gr
m1(2) 01(2)
<<g (r //r )=A m1(2) 01(2) 03(4) VY
V V 2g (r +r )
in
in
m3(4) 01(2) 03(4)
三 • 有源电流镜 有源负载差动对的共模特性
共模增益的定义:
+λ
V
)
D1 ref
n,1 1 GS,1 TH,1
1 DS,1
2L
I =I
= 1 k′
W ( ) (V
−V
2
) (1
+λ
V
)
D2 out
n,2 2 GS,2 TH,2
2 DS,2
2L
I
out
I
ref
= 1 + λV DS2 1 + λV
DS1
电流镜中所有MOS管取相同的沟道长度 L，以减小源漏区边缘扩散(LD)所产生的
V
V
0
3
- =2g V + =2I +I ≈2I
m3(4) 3
1 r03(4) X
r
03(4)
代 入
r
03(4)
I=
r
03(4)
I ≈I
1
XX
1
r+
03(4)
1
g
m3(4)
g
1
m3(4)
I=
I=
I <<I ≈I
r03(4)
X
X
X1
1 1+g r
r+
m3(4) 03(4)
03(4)
g
m3(4)
三 • 有源电流镜
b 左图中, 若(W/L)1〜4=1, (W/L)5=1/4, 记Von=VGS-VT, 若不考虑沟道调制效应，则: VGS 1〜4= VT + Von。
∵VC＝ VT + 2Von ∴VA＝ VB ＝ Von ∴V0min＝ 2 Von
该电路的缺点是为给M3和M4产生合适的偏置增加了M5支路，这给电路带来了附 加功耗。下面介绍实用自偏置低压共源共栅电流镜。
m3
m3
ΔVY ≈ΔI(r04//r02)≈gm1(2)ΔVin(r04//r02)
∴A
ΔV
Y
= ≈g
(r //r )
Y
m1(2) 04 02
ΔV
in
显然AY >> AX
三 • 有源电流镜
利用半电路近似计算 G
m
为了简化计算， 可认为P点是 虚地，稍后来 作个比较
I = I = I = g V /2 D1 D3 D4 m1,2 in
Rin=1/gm3
Rin=r04
即AX≠AY
为理解有源差动对的不对称摆幅, 假定λ=0, 则流 过M1、M2的小信号电流△ I/2=gm1（2）△Vin/2大小 相等,方向相反。
∴A
ΔV g
X
m1(2)
=≈
X
ΔV 2g
二 • 共源共栅电流镜
基本共源共栅电流镜
选择Vb使VX=VY, Iout即是IREF的精确复制! 即使VP变化, 因∆VY= ∆VP /(gm3r03), 故VX≈VY , Iout≈ IREF。注意, 这是 靠牺牲电压余度来获得的精度!
M0、M3选择合适的宽长比使 VGS0＝VGS3，则VX=VY 。
虚框内电路对称,可用半电 路虚地概念
三 • 有源电流镜 有源负载差动对的小信号增益（2）
由KVL定理，得:
V
V
in
in
V = -g (- )r +g r =g V r
eq
m2
02 m1 01 m1(2) in 01(2)
2
2
由戴维南定理，显然: R = r +r = 2r eq 01 02 01(2)
较少的电压余度而采用较小的偏置电压时，这个问
题更严重。
例如，若Von1＝200mV，VTH有50mV的误差就会使输出电流产生44%的误差。
如何产生精度、稳定性均较好的电流源?
一 • 基本电流镜
用基准来产生电流源
用相对较复杂的电路(有时需要外部的 调整)来产生一个稳定的基准电流IREF。
在模拟电路中，电流源的设计是基于对一个稳定的基准电流IREF的复制 ( IREF常由基 准电路(第11章)产生，这里不作讨论) ，从而得到众多的电流源 。现在我们关心 的是，如何产生一个基准电流的精确复制呢？
二 • 共源共栅电流镜
低压共源共栅电流镜的原理
上图中VA=VGS1-VDS2，若选取VDS2≈ VT , 则：
VB =
VA ≈ Von1(3), 于是:VXmin=Von4+Von3, 比基本共源共栅电流
镜减小了一个阈值电压VT, 低压共源共栅电流镜由此得
名。
二 • 共源共栅电流镜
低压共源共栅电流镜V 的产生
r
03(4)
三 • 有源电流镜 有源负载差动对的小信号增益（6）
∴(1+
r
01(2)
)V
=g
r
V
0 m1(2) 01(2) in
r
03(4)
∴A
V
0
=
gr
m1(2) 01(2)
=
=g
(r
//r
这就是输出结点的小信
) 号增益！
V
m1(2) 01(2) 03(4)
Vr
in
01(2)
1+
r
03(4)
V
3
A
=
ΔV
out
CM
ΔV
in,CM
三 • 有源电流镜 有源负载差动对的共模增益
负载电阻
−
1
r
o3,4
||
A
≈
2g
m3,4
2=
−1
g
m1,2
CM
1 +R
1 + 2g R g m1,2 SS m3,4
R
D
V =V +V
Xmin on3 B(A)
M3退出饱和 = V +(V - V )+ V
on3 GS1(2) T T
M2退出饱和
=V +V +V
on3 on2 T
这比M2和M3同时退出饱
和时的： VXmin = Von3 +Von2大了一个开启电压
VT这在低电源电压运用中是一个很大的电压损失!
二 • 共源共栅电流镜
三 • 有源电流镜
有源负载差动对的小信号增益（3）
1 V = V +I (R + r // )
0 eq X eq 03(4)
g
m3(4)
将虚框内电路看成一个大节点,由KCL可得:
V
V
0
3
- = 2g V + = 2I +I
m3(4) 3
1 r03(4)
r
r
03(4)
03(4)
有源负载差动对的小信号增益（4）
A
D
REF
GS3
2I
REF
+ V -I R ≤ V
T
REF
T
β
3
∴I ≥ REF
2
∴
2
2
≤I
≤
V
T
L
L
(1 )
βR
2
REF
3
βR
R
3
(1)式有解要求:
2
V
2
≤ T ⇒ R≥
2
βR
R
βV
3
3T
二 • 共源共栅电流镜
例：假定λ＝γ＝0，IR=100uA，µnCox＝1.44×10-5A•V-2
M1～M8的（W/L）均为400u/5u，完成如下问题： 1. 求图（1）电路的Vomin，并求VA, VB的值。 2. 求图（2）电路的Vomin，并求VC, VD以及电阻R的值
静态时(Vin1=Vin2) ,如果电路完全对称,则 VF=Vout, 证明如下: 假定VF>Vout (即ID3<ID4), 则 由于沟道调制效应ID1>ID2, 因ID1=ID3, ID2=ID4, 故ID3>ID4, 这与假设矛盾; 反之也成立, 故必 有VF=Vout
三 • 有源电流镜
有源负载差动对的不对称摆幅
三 • 有源电流镜
带有源电流镜的差动对
也称“有源”负载
该电路的重要特性是将差动输入信号变成了单 端输出信号，完成了“双—单端”变换
三 • 有源电流镜
有源负载差动对的大信号分析
大信号时, V0max=VDD, V0min=0
M2饱和要求: V0min≥Vin-VT 上式表明小信号时V0min 依赖于输入共模电平的 大小, 为得到最大输出摆幅, 输入共模电平必须尽可能低, 输出摆幅与输入共模电平之间的 矛盾是该电路的一个缺陷。
out o2 o4 ,
o1,2
m3
o3
A ≈ g (r ||r ) v m1,2 o2 o4
三 • 有源电流镜
如何求有源负载差动对的小信号增益？
在有源负载的基本差分对中，因电路实际上 不是完全对称，P点如果不看作是虚地呢， 我们用戴维南定理来求其小信号增益。
三 • 有源电流镜
有源负载差动对的小信号增益（1）
A 2g r
VY
m3(4) 03(4)
Hale Waihona Puke 1I1∴A
V
3
=≈
g
m3(4)
=
VX
gr
m1(2) 01(2)
<<g (r //r )=A m1(2) 01(2) 03(4) VY
V V 2g (r +r )
in
in
m3(4) 01(2) 03(4)
三 • 有源电流镜 有源负载差动对的共模特性
共模增益的定义:
+λ
V
)
D1 ref
n,1 1 GS,1 TH,1
1 DS,1
2L
I =I
= 1 k′
W ( ) (V
−V
2
) (1
+λ
V
)
D2 out
n,2 2 GS,2 TH,2
2 DS,2
2L
I
out
I
ref
= 1 + λV DS2 1 + λV
DS1
电流镜中所有MOS管取相同的沟道长度 L，以减小源漏区边缘扩散(LD)所产生的
V
V
0
3
- =2g V + =2I +I ≈2I
m3(4) 3
1 r03(4) X
r
03(4)
代 入
r
03(4)
I=
r
03(4)
I ≈I
1
XX
1
r+
03(4)
1
g
m3(4)
g
1
m3(4)
I=
I=
I <<I ≈I
r03(4)
X
X
X1
1 1+g r
r+
m3(4) 03(4)
03(4)
g
m3(4)
三 • 有源电流镜
b 左图中, 若(W/L)1〜4=1, (W/L)5=1/4, 记Von=VGS-VT, 若不考虑沟道调制效应，则: VGS 1〜4= VT + Von。
∵VC＝ VT + 2Von ∴VA＝ VB ＝ Von ∴V0min＝ 2 Von
该电路的缺点是为给M3和M4产生合适的偏置增加了M5支路，这给电路带来了附 加功耗。下面介绍实用自偏置低压共源共栅电流镜。
m3
m3
ΔVY ≈ΔI(r04//r02)≈gm1(2)ΔVin(r04//r02)
∴A
ΔV
Y
= ≈g
(r //r )
Y
m1(2) 04 02
ΔV
in
显然AY >> AX
三 • 有源电流镜
利用半电路近似计算 G
m
为了简化计算， 可认为P点是 虚地，稍后来 作个比较
I = I = I = g V /2 D1 D3 D4 m1,2 in
Rin=1/gm3
Rin=r04
即AX≠AY
为理解有源差动对的不对称摆幅, 假定λ=0, 则流 过M1、M2的小信号电流△ I/2=gm1（2）△Vin/2大小 相等,方向相反。
∴A
ΔV g
X
m1(2)
=≈
X
ΔV 2g