风力发电中网侧PWM整流器的仿真研究

风力发电中网侧PWM整流器的仿真研究
PWM整流双闭环控制双向流动风力发电
1引言
近些年，我国越来越重视对可再生能源的开发和利用，特别是对交流励磁变速恒频风力发电技术的重视。

而变流技术又是其中的关键技术。

但是目前变流装置大部分需要整流环节获得直流电压，由于常规整流环节采用二极管不控整流电路或者晶闸管相控整流电路，容易产生大量谐波，可对电网造成非常严重的“污染”。

所以，为了抑制“污染”，可以实现单位功率因数和低谐波含量的PWM整流技术就越来越受到广大的关注。

在交流励磁双馈风力发电系统中，三相PWM整流是关键的技术，而网侧整流器性能的好坏更是影响整个系统的好坏。

本文将建立三相电压源型PWM整流器的d-q数学模型，采用电压电流双闭环的控制策略，并对整个系统进行深入的理论分析和实验研究。

2三相PWM整流器的拓扑结构和工作原理
三相电压型PWM整流器(VSR)实际上是一个交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。

为便于理解，结合下面图1电压型PWM整流器的主电路拓扑结构示意图，来阐述三相PWM整流器的基本工作原理。

图1 三相VSR主电路拓扑结构
图1中L为交流侧滤波电感，电阻R为滤波电感L的等效电阻和功率开关管损耗等效电阻的合并，S a、S b、S c均为功率开关管，C为直流侧电容，R L为直流侧负载。

图1中上下两个功率开关管的导通是交替的，即上桥臂开关管导通时，其相对应的下桥臂开关管是关断的。

PWM整流的基本工作原理就是把正弦信号波和三角波相进行比较，把比较的结果送到6个晶体管中进行PWM控制，这样就可以在桥的交流输入端AB产生一个正弦调制波U ab，U ab中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，而不含有低次谐波。

由于电感的滤波作用，高次谐波电压只会使交流电流产生很小的脉动，所以可以忽略。

对相电压按相量图进行控制，就可以使相电流为正弦波且和电压相位相同，从而达到功率因数近似为1。

同理，可以控制U ac，U b c从而使各相电压和各相电流同相位。

3网侧变换器的d-q轴数学模型
网侧三相电压型PWM整流器的拓扑结构如图2所示：
图2 网侧三相PWM整流器的拓扑结构
图2中u a、u b，u c分别为三相电网相电压；i a、i b、i c分别为网侧PWM整流器的三相输入电流；V dc为直流母线电压；i load为负载电流；L为每相进线电抗器等效电感；R为包括电抗器等效电阻在内的每相线路的电阻；C为直流母线电容。

设三相电网电压平衡，在三相静止坐标系(a,b,c)中，网侧PWM整流器开关函数模型为：
(1)
式中：s k (k=a,b,c)分别为三相桥臂的开关函数，当s k =1：对应桥臂上管导通，下管关断，当s k =0：对应桥臂下管导通，上管关断。

在三相无中线系统中，三相电流之和始终为零。

即
(2)
由三相电网电压平衡，则有
(3)
利用以上两式可将式(1)化简，并写成矩阵的形式，即:
(4)
而由三相静止ABC坐标系到两相旋转dq标系的变换矩阵为：
(5)
所以应用三相静止坐标变换至两相旋转坐标的变换阵式（5），经过运算后，可得：
此式即为两相同步旋转dq坐标系下网侧变换器的数学模型。

4网侧PWM整流器控制策略
首先网侧变换器的控制目标是：输出直流电压恒定且具有良好的动态响应能力；确保网侧输入电流正弦，功率因数接近1。

其中输入电流的控制是整个系统控制的关键所在，因为采用PWM整流器的目的是为了使输入电流波形正弦化;其次，对输入电流的有效控制的实质是对变换器能量流动的有效控制，也就控制了输出电压。

前面讨论了三相VSRdq模型的建立，对于三相交流对称系统，若只考虑交流基波分量，则稳态时dq模型的d、q分量均为直流变量；另一方面，适当选取同步坐标系（d,q）的初始参考轴方向，如q轴与电网电动势矢量Edq重合，则q轴表示无功分量参考轴，而d轴表示有功分量参考轴，从而有利于三相VSR网侧有功、无功分量的独立控制。

直接电流控制是一种通过对交流电流的直接控制而使其跟踪给定电流信号的控制方法且具有非常优良
的动态性能。

而其中的电压电流双闭环控制，目前应用最广泛。

特点是:输入电流和输出电压分开控制。

电压外环的输出作为电流指令信号，电流内环则控制输入电流，而且也起到了改善控制对象的作用，由于电流内环的存在，只要将电流指令限幅就自然达到过流保护的目的，这就是双闭环控制的优点。

根据PWM整流器在两相同步旋转dq坐标系下的数学模型，其输入电流满足下式：
(6)
设变换器交流测电压:
（7）
则（6）式可改写成:
(8)
此式表明d、q轴电流除受控制量u rd、u rq的影响外，还受到电流交叉耦合项ωLi q、-ωLi d和电网电压u d、u q的影响，需要寻找能够解除d、q轴间电流耦合和消除电网电压扰动的控制方法。

所以令：
(9)
因此式（8）可以改写成为
(10)
此式表明，引入电流状态反馈ωLi q、-ωLi d实现解耦，同时又引入电网扰动电压u d、u q进行前馈补偿，从而实现了d、q轴电流的独立控制，系统的动态性能可获得很大的提高。

图3为解耦的三相SVPWM网侧变换器电压电流双闭环控制系统框图。

图3 网侧变换器双闭环控制框图
5 仿真研究和结果
本文使用Matlab7.2/Simulink中的PSB模块，搭建仿真模型。

其仿真参数如下：三相电压源电压为110V，50Hz。

交流侧电感L=0.028H，交流侧电阻R=0.01Ω，滤波电容C=0.001F，负载电阻R L=40Ω，直流母线电压U dc=300V，PWM调制频率为5kHz。

仿真时间为0.5s。

(1)网侧变换器工作在整流状态
图4 直流母线电压波形
从图4可以看出直流母线电压保持在300V，系统响应较快，超调也很小。

交流侧输入电压，电流如图5，输入电流接近正弦，且与输入电压同相位，表明PWM整流器能工作在单位功率因数。

图5 交流侧电压，电流
(2)负载突变时整流器的工作状态
图6 直流母线电压波形
图7 有功功率曲线和无功功率曲线
在直流侧0.2s时突加负载，使得直流侧负载为20Ω，以此来模拟风速的变化。

由图6看出直流母线电压产生瞬时的降落但又很快稳定在300V。

又由图7看出，无功功率始终在0附近，即电压，电流始终保持同相位。

说明系统具有很好的抗扰性能。

(3)网侧变换器工作在逆变状态
图8 直流母线电压波形
图8中，在t=0.2s时接入3000V反相电动势来模拟由于风速变化而引起的直流母线电压的升高。

可以看出直流母线电压能快速恢复到稳定状态。

由图9看出PWM整流器能很快从整流状态转变成逆变状态。

图9 交流侧电压，电流
(电压与电流在0.2s后反向)
6结束语
本文阐述了PWM整流器的工作原理，建立了其在d-q轴的数学模型，并分析了电压电流双闭环的控制策略。

最后搭建了基于SVPWM的控制模型。

由仿真结果可以看出，该整流器能获得单位功率因数的正弦
输入电流以及平稳的直流母线电压，实现了对网侧变换器低谐波、高功率因数、以及能量双向流动的要求。

并且整个系统具有良好的动，静态特性。

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