改进型全桥移相ZVS-PWM DCDC变换器
改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器
摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相ZVS－PWMDC/DC 变换器。
在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电压开关的条件，并将其应用于一台48V/6V的DC/DC变换器。
关键词：全桥DC/DC变换器；零电压开关；死区时间
引言
移相控制的全桥PWM变换器是在中大功率DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。
移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。
从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。
同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。
移相控制的全桥PWM变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合[1]。
电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果：
1）由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；
2）开关管开通时存在很大的di/dt，将会造成大的EMI；
3）由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入R－C吸收。
针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感Ls，扩大变换器的
零电压开关范围[2][3]。
但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。
而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致：1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；
2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力；
3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。
改进型全桥移相ZVS PWMDC/DC变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑
[4][5][6]。
它通过在电路中增加辅助支路，使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关，它在小功率（<3kW）电路中具有明显的优越性。
由于在移相控制的全桥PWM变换器中，超前臂ZVS的实现相对比较简单，所以本文将不分析超前臂的开关过程，而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的开关过程及其实现ZVS的条件。
1 改进型全桥移相ZVS-PWMDC/DC变换器
1.1电路拓扑
图1所示是一种改进型全桥移相ZVS PWMDC/DC变换器，与基本的全桥移相PWM变换器相比，它只在滞后臂增加了由电感Lrx及电容Crx两个元件组成的一个辅助支路。
在由Lrx及Crx组成的辅助谐振支路中，电容Crx足够大，其上电压VCrx应满足
则电感Lrx上得到的是一个占空比为50％的正负半周对称的交流方波电压，其幅值为Vin/2。
电感上的电流峰值ILrx(max)为
式中：Vin为输入直流电压；
Ts为开关周期。
电路采用移相控制方式，它的主电路工作原理也和基本的全桥PWM变换器完全一样。
而辅助支路的存在，可以保证滞后臂开关管在全部负载范围内的零电压开通和关断。
1.2电路运行过程分析
由于移相控制的全桥PWM电路在很多文献上已经有了详细的探讨，所以本文不具体地分析其工作过程，只讨论滞后臂开关管的开关过程及其达到零电压开关的条件。
为了便于分析，假设：
——所有功率开关管及二极管均为理想器件；
——所有电感及电容均为理想元件；
——考虑功率开关管输出结电容的非线性，有C1=C2=C3=C4=（4/3）Coss，并记C3＋C4=C；
——考虑变压器的漏感Llk；
——由于电感Lrx及电容Crx足够大，可以认为电感Lrx上电流iLrx在死区td内保持不变。
1）t0时刻之前
在t0时刻之前，如图2所示，变压器原边二极管D1，开关管S3，变压器副边二极管D5处于导通状态，变压器原边电流ip通过二极管D1和开关管S3流通，并在输出电压nVo 的作用下线性下降，电路处于环流状态，实际电流方向与电流参考方向相反。
在t0时刻，变压器原边电流ip(t0)为
式中：I1是副边输出滤波电感Lf电流最小值反射
到原边的电流值，显然，I1的大小取决于负载情况。
此时，辅助支路电感Lrx上电流ILrx(t0)为
iLrx(t0)=ILrx(max) （4）
2）t0～t1时间段
在t0时刻，开关管S3在电容C3及C4的作用下零电压关断。
从t0时刻开始，电路开始发生LC谐振，使C3充电，C4放电，此阶段等效电路如图3所示，其中C为C3与C4的并联，变压器原边电压及电流为vp和ip，电容C上的电压及电流为vc和ic。
在这时间段分别为
vp=Llk （5）
ic=C （6）
vp＋vc=Vin （7）
ip－ic=ILrx(max) （8）
初始条件为
ip(t0)=－I1，vc(t0)=Vin
解方程式，并代入初始条件可得
式中：ω=1/为谐振角频率。
这一谐振过程直到t1时刻，电容C4上的电压谐振到零，二极管D4自然导通，这一过程结束。
这一时间段长度为
t1=arcsin （13）
此时
ip(t1)=－(ILrx(max)＋I1)cosωt1＋ILrx(max)=I2 （14）
3）t1～td时间段
在t1时刻，D4导通，变压器原边电流ip在输入电压Vin作用下线性上升。
此阶段等效电路如图4所示。
在这时间段有
vp=Vin （15）
ip=I2＋(t－t1) （16）
此过程可分为以下两种情况。
（1）在死区td结束时，ip(td)≤I1，则在td时刻，原边电流为
ip(td)=I2＋(td－t1) （17）
（2）设在t2时刻（t2<td），ip(t2)=I1，则在时刻t2，这一过程结束。
此后保持ip(t)=I1(t2 t td) （18）
原边通过变压器向副边提供能量。
在td时刻，原边电流为
ip(td)=I1 （19）
开关管S4实现零电压开通的条件是在td时刻，开关管S4上电压为零，即vc(td)=0，必须满足
ip(td)≤ILrx(max)（20）
图4
4）td时刻之后
在td时刻，开关管S4开通，由于此时二极管D4处于导通状态，开关管两端的电压被箝位在零，所以开关管S4实现了零电压开通。
1.3 参数设计
由于实际电路中ILrx(max)足够大，谐振过程（t0～t1）很快就完成了。
电路实现ZVS 的条件可以近似为1）在td 2I1时，ILrx(max) td－I1＋Ix（21）2）在td>2I1时，ILrx(max)≥I1＋Ix （22）
式中：td为死区时间；
Ix为满足在死区时间内完成S3充电，S4放电所需要的最小电流。
Ix=CVin/Ld （23）
可见，只要在
I1(t)=(1/2)[Vin/Llk]ld （24）
时，电路能满足ZVS条件，那么电路在全部负载范围内都能实现ZVS。
根据以上分析，满足滞后臂在全部负载范围都能实现ZVS的条件为
ILrx(max)≥I1(t)＋Ix （25）
则辅助支路电感Lrx为
Lrx≤(VinTs)/8Llrx(max)（26）
假设在整个工作过程中电容Crx电压变化不超过5％输入电压Vin，则有
Crx≥ILrx(max)Ts/(4×5%Vin)（27）
2 实验结果
利用以上分析应用于一48V/6V实验电路，该电路的主要数据为：
1）输入直流电压Vin=48V；
2）输出直流电压Vo=6V；
3）满载输出电流Io(max)=40A；
4）主电路开关频率fs=50kHz；
5）死区时间td=200ns；
6）变压器变比n=10∶2；
7）变压器漏感Llk=2.2μH；
8）主开关管采用IRF530，输出结电容Coss=215pF。
根据以上分析，利用式（23）～式（27），辅助谐振支路的参数为
Lrx=50μH，Crx=5μH
图5，图6及图7是该实验电路滞后臂在开关过程中的开关管电压vDS和驱动电压vGS 的实验波形。
由图可见，开关管在全部负载范围内实现了零电压开关。
3 结语
本文所讨论的改进型全桥移相ZVS PWMDC/DC变换器不仅保持了全桥移相PWM电路拓扑结构简洁、控制方式简单的优点，而且保证了滞后臂在全负载范围内实现零电压开关。
同时，辅助支路是无源的，容易实现且基本上不影响变换器的可靠性。
ZVZCS PWM DC／DC全桥变换器的简述和发展
中图分类 号 －Ｍ４ Ｔ ６
文 献标识 码 ： Ｂ
文章编 号 ：２９ ２ １（０７ ０— ０ ９０ ０ １— ７３ ２０ ）４ ０５ — ６
０ 引言
在 ＤＣＤ ／Ｃ变换 器 中 ， 桥变 换 器 一般 用 在 中 全
目前 ， 中大 功 率 Ｄ ／Ｃ变换 器 中 ， 在 ＣＤ 应用 最
Ｚ Ｚ ＳＰ ＣＤ Ｖ Ｃ ＷＭ Ｄ ／ Ｃ全桥变换器 的 简述和发展
杜 少武 ， 丁
（ ｉ＿＆ ： ， 安徽 合） ｒ ｋ学 ６－ 摘
莉
合肥 ２０ ０ ） ３ ０９
要 ：随着 Ｄ ／Ｃ变换 器对 功率 密度提 出了更 高的要 求 ，Ｇ Ｔ代 替 ＭＯ Ｆ Ｔ成 为主 要 的功 率 ＣＤ ＩＢ ＳＥ
ｃ ｍｍｏ ｏ ｏｏ ｉｓａ ｌ ａ ｈ ｉ ａ ｖ ｎａ ｅ ｎ ｒｗ ａ ｋ ｒ ｉｃ ｓｅ ｎ ｎ ｌｚｄ ｏ ｎｔｐ ｌｇｅ ｓｗｅｌ ｓｔｅｒ ｄ ａ ｔｇｓａ ｄ ｄａ ｂ ｃ ｓａｅｄｓｕ ｓｄ ａ ｄａ ａｙｅ ．
Ｋｅ ｗｏ ｄ ： ｅ — ｏｔ ｇ ｅ － ｕ ｒ ｎ — ｗｉ ｈｎ ； ／ Ｃ ｃ ｎ ｅ ｔｒ ｆ ｌ ｂ ｄ ｅ ｙ ｒ ｓ ｚ ｒ — ｌ ｅ ｚ ｒ ｃ ｒｅ ｔ ｓ ｔ ｉ ｇ ＤＣ Ｄ ｏ ｖ ｒ ； ｕ ｌ ｒ ｇ ｏ ｖ ａ ｏ — ｃ ｅ ｉ
（ ｅｅ Ｕ ｉ ｒｉ ｆ ｅ ｈ ｏｏｙ Ｈ ｆ Ａ ｈ ｉ ２ ０ ０ ， Ｃ ｉ ） Ｈ ｆ ｎｖ ｓｙＯ ｃ ｎ ｌ ， ｅｅ ｎ ｕ ３ ０ ９ ｈｎ ｉ ｅ ｔ Ｔ ｇ ｉ ａ
Ａｂ ｔ ａ ｔ ｓ ｒ ｃ ：Ｗｉ ｈ ｎ ｒ ａ ｉ ｇ ｄ ｍａ ｄ ｆ ｒｈ ｇ ｅ ｏ ｒｄ ｎ ｉ ｏ ｖ ｌｉｎ ＧＢＴ ａ ｅ ｂ ｃ ｍｅ ｐ ｍａｙ ｐ ｗｅ ｅ ｉ ｅ ｔ ｔ ｅ ｉ ｃ ｅ ｓｎ ｅ ｎ ｏ ｉｈ ｒｐ ｗｅ ｅ ｓｔ ｃ ｎ ｅ ｏ ，Ｉ ｈ ｙ ￣ ｓ ｈ ｖ ｅ ｏ ｒ ｒ ｏ ｒ ｄ ｖｃ ｓ ｉ
改进型倍流整流式ZVS三电平DC—DC变换器
中 图分 类 号 ：Ｍ ４ Ｔ ６
文 献 标 志码 ： Ａ
文章 编 号 ：Ｎ１— ４ ０ ２ １ ）５ ０ ２ — ７ Ｃ ２ １２ （０ １０ — ０ ５ ０
引 言
近 年来 ， 着个 人 电子 计算 机 、 随 通信 电源 、 小 微
２ ／０Ａ， ０ ｋ ｚ的实 验 样 机 对 变 换 器 原 理 进 行 ４ Ｖ １ ８ Ｈ 了验 证 。
重 的 电磁 干 扰 等 。在 这 种 情况 下 ， 软开 关 技 术 应 运
而生 ㈣ 。
为 了使 电气 设 备更 加 绿 色 环保 ， 些 世 界 性 的 一 学术 组 织 制定 了一 些 限制 输 人 电流谐 波 的标 准 ， 为 了 达 到这 些标 准 。广 泛 采 用 了功 率 因数 校正 技 术 ， 但 采 用这 项 技术 后 ，直 流母 线 电压 通 常会 达 到 ８ ０ ０
通 。此 时 ＝ ， 隔 电容 上 电压 凸使 减 小 ， Ｏ阻 副边 电流 ｉ也 随之 减 小 ， 因此 。 始 导 通 ， 于 Ｄ 开 由 ｍ和
Ｄ 同时导 通 ， 砣 变压 器 副 边 电压变 为 零 ， 边 电压 也 原
被 钳位 在零 ， 阻隔 电容 和 变 压器 漏感 谐 振 。在 这 个 开 关模 态 内 ， 个 滤 波 电感 上 的 电 压 均 为一 ， 两 所
充 电 ， 的 电 压 上 升 。ｔ时 刻 ，ａ上 升 到 ／ ，ｏ Ｍ ２ Ｍ４
（＝ ２ ）÷ ｆ ，ｆ一 （ ） ） （ 一
Ｌ． ｆ２
（ ４ ）
１３ 模态 ３ ．
ｔ 时刻 ， 断 Ｑ ， 关 ｚ电感 折算 到变 压 器原 边 和 变 压 器漏 感 共 同 与 ， 谐 振 ， 给 充 电 ， 同时 通 过 给 放 电 ， ２ Ｃ 使 Ｑ 近似 为零 电压 关 断 。 ｃ和 。 在 ｔ 时刻 ，Ｑ上 升 到 ２ ，。下 降 到 ０ Ｕ ０ 此 ， ｏ＝ ，
移相全桥zvs pwm变换器比较
11
基本移相控制变换器工作过程： 12种工作模式（5）
Q1
Q1 Vin Q3 D1
Q3 Q2 I2
Q1 Q4
A
C1
Q2
D2
B
C2
D3
C3
Q4
D4
C4
ip vAB
Q4 I1
Llk DR 1
Lf RL0Βιβλιοθήκη Cfvin v in
DR 2 TR (e) [t 3 , t 4]
v rect 0 t0 t1 t2 t3 t4 t5 V in/ K t6 t7 t8 t9t 10t11 t 12t 13
14
超前桥臂实现ZVS
超前桥臂容易实现ZVS，输出滤波电感Lf 与谐振电感Lr串联，此时用来实现ZVS的 能量是Lf和Lr中的能量。一般来说，Lf 很大，在超前桥臂开关过程中，其电流 近似不变，等效于一恒流源。为了实现 超前桥臂的零电压开通，必须使Q1和Q3驱 动信号的死区时间满足以下关系：
Vin (C1 C3 ) 4 NCoss Vin Td ( lead ) Ip I zvs
8
基本移相控制变换器工作过程： 12种工作模式（2）
Q1 Vin Q3 D3 D1
A
C1
Q2
D2
B
D4
C2
Q1 Q4 I1
Q3 Q2 I2
Q1 Q4
C 3
Q4
C 4
ip vAB
Llk DR1
Lf
0
Cf RL
vin v in
DR 2 TR (b) [t 0 , t1]
v rect 0 t0 t1 t2 t3 t4 t5 V in/ K t6 t7 t8 t9t 10t11 t 12t 13
第十章-软开关技术2——移相控制ZVS-PWM-DC-DC全桥变换器
loss
TS / 2
而 t25
Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin
那么有：Dloss
2Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin TS
Dloss 越大；②负载越大， Dloss越大；③ Vin越低，Dloss 越大。 可知：① Lr 越大， Dloss 的产生使DS 减小，为了得到所要求的输出电压，就必须减小原副边的 匝比。而匝比的减小，带来两个问题： ①原边电流增加，开关管电流峰值也要增加，通态损耗加大； ②副边整流桥的耐压值要增加。
6.
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 边的负载电流 I Lf (t5 ) / K值，该开 关模态结束。 持续时间为：
t45
Lr I Lf (t5 ) / K Vin
7. 开关模态6 在这段时间里，电源给负载供电 原边电流为:
10.3. 3 两个桥臂实现ZVS的差异
1.实现ZVS的条件 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量： ①抽走将要开通的开关管的结电容（或外部附加电容）上的电荷； ②给同一桥臂关断的开关管的结电容（或外部附加电容）充电； 考虑到变压器的原边绕组电容，还要有能量用来： ③抽走变压器原边绕组寄生电容CRT 上的电荷。
ip (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
I1 (t t0 ) 2Clead I1 vC 3 (t ) Vin (t t0 ) 2Clead
在
C3 电压降到零，D3 自 t1时刻，
然导通。
3.开关模态2
td (lead ) t01
D3导通后，将Q3 的电压箝在零位 此时开通Q3 ，则Q3是零电压开通。 Q3和Q1驱动信号之间的死区时间 ，即
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。
在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。
本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。
1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。
该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。
在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。
优点：①电路操作简单，易于实现。
②交流侧的损耗较小。
③实现高功率密度。
缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。
②峰值应力程度较高。
2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。
该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。
目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。
优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。
②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。
缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。
②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。
综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。
虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。
而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。
数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。
在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。
移相全桥ZVS PWM DC／DC变换器的仿真分析
移相全桥ＺＶＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ变换器的仿真分析作者：龙泽彪施博文来源：《消费导刊·理论版》2008年第17期[摘要]本文首先在研究硬开关的缺陷上，提出软开关技术。
对移相控制ZVS PWM DC/DC 变换器的工作原理进行分析研究的基础上，使用PSpice9.2计算机仿真软件对变换器的主电路进行仿真和分析，验证该新型DC/DC变换器的拓扑结构设计的正确性和可行性。
[关键词]软开关 DC/DC ZVS 移相控制 PSpice9.2作者简介：龙泽彪（1985-），男，湖北仙桃人，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：异步电机控制；施博文（1985-），男，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：电力电子与电气传动。
一、引言随着新型电力电子器件以及适用于更高频率的电路拓扑和新型控制技术的不断出现，开关电源朝着小型化、高效化、低成本、低电磁干扰、高可靠性、模块化、智能化的方向发展。
硬开关DC/DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这一般都与有源开关器件的体内寄生二极管有关，其关断过程中的反向恢复电流产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。
本文在对DC/DC变换器的基本工作原理进行分析、研究的基础上，对已经出现的软开关DC/DC变换器拓扑结构进行分析研究，提出的一种新型的DC/DC变换器的拓扑结构，并进行深入的研究。
二、移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的工作原理移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器（Phase-Shifted zero-voltage-switching PWMDC/DC Full-Bridge Converter，PS ZVS PWM DC/DC FB Converter），是利用变压器的漏感或原边串联的电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现开关管的零电压开关，其主电路拓扑结构及主要波形如图1所示。
其中，D1～D4分别是S1～S4的内部寄生二极管，C1～C4分别是S1～S4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包含了变压器的漏感。
四种典型的改进型ZVS全桥变换器的研究
四种典型的改进型ZVS全桥变换器的研究雷静静;朱允龙【期刊名称】《电子测试》【年(卷),期】2017(000)021【摘要】移相全桥变换器具有开关器件电压应力小、功率变压器利用率高等特点,目前常被应用在中大功率的开关电源中.本文主要针对基本移相控制ZVS全桥变换器拓扑结构优缺点,介绍四种典型的改进方案,并对这四种典型电路的拓扑结构的优缺点进行了对比.%Phase shifted full bridge converter has the characteristics of small voltage stress and high utilization ratio of power transformer, so it is often used in switching power supply of medium and high power. This paper mainly focuses on the advantages and disadvantages of the basic phase shifted control ZVS full bridge converter topology, introduces four typical improvement schemes, and compares the advantages and disadvantages of the four typical circuit topologies.【总页数】3页(P19-20,18)【作者】雷静静;朱允龙【作者单位】贵阳职业技术学院,贵州贵阳,550081;贵阳职业技术学院,贵州贵阳,550081【正文语种】中文【相关文献】1.改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器的参数设计及优化 [J], 王建冈;阮新波2.改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器 [J], 王建冈;陈乾宏;阮新波3.改进型倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器的设计 [J], 王建冈;阮新波;陈乾宏4.改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器的参数设计及优化 [J], 王建冈;阮新波5.寄生电容对移相全桥变换器ZVS软开关过程的影响研究 [J], 张方禹;李小双;马敏;王正仕因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
移相全桥PWM ZVS DC
移相全桥PWM ZVS DC
移相全桥PWM ZVS DC-DC变换器目前被广泛的应用在汽车、通讯以及光伏变电系统中，凭借高效率、高稳定性的优势，这种新型的变换器正在逐渐成为不同行业的应用新宠。
然而，即便是具备了多种优势的移相全桥PWM ZVS转换器，也同样具有一些无法克服的缺陷，本文将会就该种类型转换器的缺陷进行简要总结和分析。
在实际应用中，移相全桥PWM转换器的一个最大缺陷在于，当其处于轻载状态时难于实现ZVS。
这是因为该种转换器的超前桥臂和滞后桥臂开关管实现ZVS的条件不同造成的。
由于两个桥臂上的开关管实现ZVS都需要相应的并联谐振电容能量释放为零，这样二极管才能自然导通。
而对于超前桥臂来说，T2开通前的t01期间，放电电流ip较大且恒定不变。
另一方面由于变压器原副方有能量传递，原方等效电路中电感L=Lr+K2Lf很大，故用于实现超前桥臂开关管ZVS的能量很大。
而滞后桥臂T3开通前的t23期间，一方面ip逐渐变小，另一方面由于二极管D5、D6同时导通，变压器副方被短路，原副方没有能量传递，等效电感大小仅为Lr，故用于实现滞后桥臂开关管ZVS的电感能量较小，滞后桥臂较难于实现ZVS。
滞后桥臂实现ZVS的条件是：
在该公式中，I2为t2时刻原边电流值。
由此公式的计算推导可以得出，当轻载时电流I2较小，故滞后桥臂难于实现ZVS。
除此之外，移相全桥PWM转换器在实际应用中，还有另一个缺陷，那就是它的输入电压和变换器转换效率的矛盾不可调和。
在输入电压保证能输出满载电压的前提下，当输入电压Vin较低时，占空比大原边环流能量较小，。
移相ZVS-PWM全桥变换器综述
移相ZVS-PWM全桥变换器概述摘要:移相ZVS-PWM DC/DC全桥变换器巧妙利用变压器漏感和开关管的结电容来完成谐振过程，使开关管实现零电压开关(ZVS)，从而减少了开关损耗。
重点简述了该类变换器的基本原理，介绍了几种常见的拓扑，并简要地分析了它们的优缺点，最后指出了其发展方向。
关键词:移相全桥变换器零电压开关（ZVS）Overview of Phase Shift ZVS-PWM Full Bridge ConverterAbstract:Phase shift PWM DC/DC full bridge converter completing resonance procedure through leakage inductance of the transformer and junction capacitor of switch. It can make the switch achieve ZVS, decreasing the switching loss and interference .This paper describes the basi c principle of the converter, introduce several common topology, some common topologies as well as their advantages and drawbacks are discussed and analyzed. Finally it points out the development direction of the Converter.Key words:phrase shift，full bridge converter，ZVS引言全桥变换器广泛应用于中大功率的直流变换场合，近些年来，其软开关技术吸引了国内外学者的广泛关注，出现了很多控制策略和电路拓扑，其中移相控制是目前研究较多的控制方式，而以移相全桥零电压开关变换器(FB-ZVS-PWM)应用更为广泛。
移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述.
移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。
关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。
ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。
图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。
即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。
原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。
图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。
图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。
该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。
这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。
变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。