运算放大器噪声
运算放大器电路固有噪声的分析与测量(三)
运算放大器电路固有噪声的分析与测量（三）：电阻噪声与计算示例在第二部分中，我们给出了将产品说明书上噪声频谱密度曲线转换为运算放大器噪声源模型的方法。
在本部分中，我们将了解如何用该模型计算简单运算放大器电路的总输出噪声。
总噪声参考输入(RTI) 包含运算放大器电压源的噪声、运算放大器电流源的噪声以及电阻噪声等。
上述噪声源相加，再乘以运算放大器的噪声增益，即可得出输出噪声。
图3.1 显示了不同噪声源及各噪声源相加再乘以噪声增益后的情况。
图 3.1：噪声源相结合噪声增益是指运算放大器电路对总噪声参考输入(RTI) 的增益。
在某些情况下，这与信号增益并不相同。
图 3.2 给出的实例显示了信号增益（1）与噪声增益（2）不同的情况。
Vn 信号源是指不同噪声源的噪声影响。
请注意，通常在工程设计中，我们会在非反向输入端将所有噪声源结合为单个的噪声源。
我们的最终目标是计算出运算放大器电路的噪声参考输出(RTO)。
图 3.2：噪声增益与信号增益。
方程式 3.1：简单运算放大器电路的噪声增益在上一篇文章中，我们了解到如何计算电压噪声输入，不过我们如何将电流噪声源转换为电压噪声源呢？一种办法就是对每个电流源进行独立的节点分析，并用叠加法将结果求和。
这时我们要注意，要用和的平方根(RSS) 对每个电流源的结果进行求和。
通过方程式 3.2 和 3.3，我们可将简单运算放大器电路的电流噪声转换为等效电压噪声源。
图 3.3 给出了有关图示。
附录 3.1 给出了该电路的整个演算过程。
方程式 3.2与3.3：将简单运算放大器的电流噪声转换为电压噪声(RTI)图 3.3：将电流噪声转换为电压噪声（等效电路）。
我们还必须考虑的另一因素是运算放大器电路中电阻器的热电压噪声。
我们可用节点分析法来独立分析电压源。
我们可用叠加法与RSS 添加法将结果相结合。
通过方程式 3.4 与3.5，我们可将所有热噪声源相结合，从而得到单个的噪声源参考输入。
不可不知的运算放大器的噪声
不可不知的运算放大器的噪声
1 为何最近又强调低噪声放大问题? 低噪声放大的部分问题与信噪比(SNR)有关。 2 我们谈论的噪声究竟是哪一种? 这种噪声是放大器本身固有的，或者由相应的无源器件所产生并放大 的。 外部噪声则是系统级的问题。 3 这ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ噪声的来源是什幺? 热噪声来源于输入和反馈电阻(e n，R2)、放大器的固有电压噪声(e n) 和电流噪声(i n)(图 1)。如图 1 所示，折合到输入端的噪声方程(N o i s e R T I)
上述公式中，e n,w 是宽带白噪声，F C 是 1/f 拐角频率，FL 和 FH 定 义了感兴趣的待测带宽。 一般来说，比其它任何一个噪声分量高 4~5 倍的任何噪声分量都会 成为主导噪声，而其余的分量则可以忽略不计。因此，在更高的频率上，F C l n(F H/F L)的影响不再显着，而总的 rms 噪声就等于白噪声乘以频率差的平 方根。事实上，如果 FH 远远高于 FL，总的 rms 噪声即等于白噪声乘以 F H 的平方根。另一方面，当器件工作在 1/f 噪声区中，总的 rms 噪声是拐角频 率点的噪声水平(即白噪声水平)乘以拐角频率的平方根再乘以 ln(FH/FL)。
显示了所有的噪声源的贡献。表达式的电阻噪声中的 k 因子是波尔兹曼常 数。T 是绝对温度、R 是以欧姆为单位的电阻。一个经验法则是， 1kΩ的电阻在室温下产生的噪声为 4nV/ Hz，这比某些现代运放的噪 声还高。 4 如何表示噪声? 为了让所有的噪声源能够以先平方和再求平方根的方式简单地组合起 来，基带噪声指标以 nV(或者 pA)/ Hz 来表示。只要噪声源是不相关的，这一 表示就是可行的，于是在整个频谱上，出现任何给定的信号幅值的概率满足 正态(高斯)分布。 5 噪声在所有的频率上并非真正是恒定? 的确不是。e n 和 i n 有两个分量( 图 2a)：低频的 1/f 噪声，其频谱密 度随着频率降低而以 3dB/倍频程的速率上升，具有分布在更高频率上平坦化 频谱分布的白噪声。对于 1/f 噪声有着重要影响的应用来说，在产品手册中 可找到有限带宽上的峰-峰值噪声指标，例如 0.1~10Hz(图 2b)。 6 什幺是拐角频率?它为何具有重要性?
第二部分：运算放大器噪声介绍
第二部分：运算放大器噪声介绍作者：TI高级应用工程师Art Kay噪声的重要特性之一就是其频谱密度。
电压噪声频谱密度是指每平方根赫兹的有效(RMS) 噪声电压（通常单位为nV/rt-Hz）。
功率谱密度的单位为W/Hz。
在上一篇文章中，我们了解到电阻的热噪声可用方程式 2.1 计算得出。
该算式经过修改也可适用于频谱密度。
热噪声的重要特性之一就在于频谱密度图较平坦（也就是说所有频率的能量相同）。
因此，热噪声有时也称作宽带噪声。
运算放大器也存在宽带噪声。
宽带噪声即为频谱密度图较平坦的噪声。
方程式2.1：频谱密度——经修改后的热噪声方程式图2.1：运算放大器噪声频谱密度除了宽带噪声之外，运算放大器常还有低频噪声区，该区的频谱密度图并不平坦。
这种噪声称作1/f 噪声，或闪烁噪声，或低频噪声。
通常说来，1/f 噪声的功率谱以1/f 的速率下降。
这就是说，电压谱会以1/f(1/2 ) 的速率下降。
不过实际上，1/f 函数的指数会略有偏差。
图2.1 显示了典型运算放大器在1/f 区及宽带区的频谱情况。
请注意，频谱密度图还显示了电流噪声情况（单位为fA/rt-Hz）。
我们还应注意到另一点重要的情况，即1/f 噪声还能用正态分布曲线表示，因此第一部分中介绍的数学原理仍然适用。
图2.2 显示了1/f 噪声的时域情况。
请注意，本图的X 轴单位为秒，随时间发生较慢变化是1/f 噪声的典型特征。
图2.2：时域所对应的1/f 噪声及统计学分析结果图2.3 描述了运算放大器噪声的标准模型，其包括两个不相关的电流噪声源与一个电压噪声源，连接于运算放大器的输入端。
我们可将电压噪声源视为随时间变化的输入偏移电压分量，而电流噪声源则可视为随时间变化的偏置电流分量。
图2.3：运算放大器的噪声模型运算放大器噪声分析方法运算放大器噪声分析方法是根据运放数据表上的数据计算出运放电路峰峰值输出噪声。
在介绍有关方法的时候，我们所用的算式适用于最简单的运算放大器电路。
运算放大器的噪声分析
运算放大器的噪声分析07-06-04 10:37 发表于：《活石家园》分类：未分类问：有关运算放大器的噪声我应该知道些什么?答：首先，必须注意到运算放大器及其电路中元器件本身产生的噪声与外界干扰或无用信号并且在放大器的某一端产生的电压或电流噪声或其相关电路产生的噪声之间的区别。
干扰可以表现为尖峰、阶跃、正弦波或随机噪声而且干扰源到处都存在：机械、靠近电源线、射频发送器与接收器、计算机及同一设备的内部电路(例如，数字电路或开关电源)。
认识干扰，防止干扰在你的电路附近出现，知道它是如何进来的并且如何消除它或者找到对干扰的方法是一个很大的题目。
如果所有的干扰都被消除，那么还存在与运算放大器及其阻性电路有关的随机噪声。
它构成运算放大器的控制分辨能力的终极限制。
我们下面的讨论就从这个题目开始。
问：好，那就请你讲一下有关运算放大器的随机噪声。
它是怎么产生的?答：在运算放大器的输出端出现的噪声用电压噪声来度量。
但是电压噪声源和电流噪声源都能产生噪声。
运算放大器所有内部噪声源通常都折合到输入端，即看作与理想的无噪声放大器的两个输入端相串联或并联不相关或独立的随机噪声发生器。
我们认为运算放大器噪声有三个基本来源：★一个噪声电压发生器(类似失调电压，通常表现为同相输入端串联)。
★两个噪声电流发生器(类似偏置电流，通过两个差分输入端排出电流)。
★电阻噪声发生器(如果运算放大器电路中存在任何电阻，它们也会产生噪声。
可把这种噪声看作来自电流源或电压源，不论哪种形式在给定电路中都很常见)。
运算放大器的电压噪声可低至3 nV/Hz。
电压噪声是通常比较强调的一项技术指标，但是在阻抗很高的情况下电流噪声常常是系统噪声性能的限制因素。
这种情况类似于失调，失调电压常常要对输出失调负责，但是偏置电流却有真正的责任。
双极型运算放大器的电压噪声比传统的FET运算放大器低，虽然有这个优点，但实际上电流噪声仍然比较大。
现在的FET运算放大器在保持低电流噪声的同时，又可达到双极型运算放大器的电压噪声水平。
运放的噪声特性和放大电路的噪声分析
也只规定 了 电压 噪声 的参 数 作 为电压性 噪声 的参数在数
２１年 第１ 期 ＜６ ００ １ 、 ◇
域．分别用下面的方法换算成有效值。然后再用两个有效
值的平方 和开平 方根 的方法 求 出总噪声 。
ｌＮ ＝ ． ／ Ｏ １ ２ 、 ９ｘ ０ ２ ￣ ｓ２ 、 ｌ５ ＝ ． ／９ １ ２ － ２
Ｅ￣ Ｇｎ・ ｏ ＝ Ｖｎ
五 、 目标 信 噪 比特 性 的噪 声 电平
表２ 相对 于基 准信 号 电平 １ｒ ｓ Ｖｍ 一般 的线 是 Ｖ ｍ 和２ ｒ ｓ（
路输出电平）在达到一定 的信噪比 （Ｎ ）时，信噪比与 ＳＲ
噪声 电压 有效值 之间 的对应关 系 由表 中的数值 可知 ．希 望得到 的信噪 比的数值 不同 ．要求 的输入 端噪声 电压有效 值 的数值 也完 全 不 同。例 如以２ ｒ ｓ Ｖｍ 的信 号为例 ．信 噪 比 为１０ Ｂ 的噪声 电压容许 值２ １ ｒｓ ０ｄ 时 ０ Ｖ ｍ 在Ｓ ＝ ２ｄ ￣样 ｘ ／ １０ Ｂ ｌ Ｎ ｉ 的超低噪 声特性 时噪声 电压 的容许 值为２ Ｖｍ １ ｒｓ ￣ 对 于一般 的音 频用运 算放 大器 来说 ．要 实现 １０ Ｂ ０ｄ 的
运放的噪声特性和放大电路的噪声分析
口张
运算 放 大 器集 成 电路 是 在模 拟 电路 中 ．包 括音 频 应
用 电路 在 内应 用最 为广 泛 、普及 度很 高的放 大器件 由于
达
据表 中有两种 表示方 法 ，一种 是噪声 频谱密 度 ．另一种 是 噪声 有效 值 表 １ 是集 成运 算放 大 器噪声 参数 的表 示方 法 的例 子 。在 该 表 中对 噪 声频 谱 密 度 和噪 声有 效 电压 都 同 时做 了规 定 。但 是对 于 一些 不针 对音 频应 用 的型号来 说 ． 有的并不 规定 噪声有效 值 只给出噪声 频谱密 度
2-4(6)运算放大器的噪声特性
Fa = F +
+
4kTRs B
2 2 I a = I n + 4kTB / R f 低噪声电阻 的1/f噪声可 Rs 忽略 Fa = F + Rf
负反馈电阻增加了电路的热噪声。
By TianGJ,YanshanUniv
2.74 反馈电路
2.7.4 反馈电路 负反馈不会改善放大器的内部固有噪声，负反馈 电阻增加了电路的热噪声。通过串并联电阻的方 法进行阻抗匹配是 不可取的。 However，只要反馈电阻增加的阻抗与源电阻相 比可以忽略，而且并联反馈阻抗足够大，那么加 入负反馈后热噪声特性可保持基本不变。 •在必须改变放大器输入阻抗的场合，可以考虑利用 负反馈解决问题。
R1
R2 200k uA741 + R2 200k
R2 2 R2 2 2 2 2 Vno = 2( ER1 ) + 2ER2 + En (1 + ) + 2( I n R2 )2 R1 R1
ER1 = 4kTR1 B ER2 = 4kTR2 B
1k R1 1k
•功率增益等于电压增益的平方
Vno≈177uV
= 20 2 × [(100 − 0.01) + 200 × ln( ≈ 0.88μV
类似地,计算电流噪声
100 = 0.552 ×[(100− 0.01) + 2000× ln( )], ( pA) 0.01 ≈ 75pA
By TianGJ,YanshanUniv
2.6.2 运算放大器的噪声性能计算
f E = e [( f B − f A ) + f ce ln( B )] fA
运算放大器噪声增益
运算放大器噪声增益
在我们平常的设计中很少用到噪声增益这个概念，由于它通常并不是多么的重要，忽视它对我们的设计也不会造成太大的影响，所以我们很少考虑它。
但是有些时候我们经常在这个问题上出错，这时我们就要仔细考虑一下了。
来看这样的一个电路：
首先我们把两个开关都拨到上面的时候称为CASE1，都拨到下面的时候称为CASE2。
这也就是我们平常所说的同相放大电路和反向放大电路。
在CASE1的状况下,信号增益为1+R1/R2,在CASE1的状况下,信号增益为-R1/R2,这两个电路的反馈是一样的，反馈系数都是R2/(R1+R2)，所以他们的噪声增益都是(R1+R2)/R2。
而增益带宽积的表达式为GBP=Gn*B,所以两种状况下的带宽是一样的。
这里我们可以看出，这对反向放大器是很不利的。
信号放大了R1/R2倍，带宽却减小了1+R1/R2倍。
所以当我们在设计运放电路时，在增益带宽积的问题上只考虑电路的噪声增益就可以了，而与电路的放大模式无关。
分析模拟电路必需熟悉到：什么增益、稳定性、带宽之类，都是电路自身的内因,而输入信号一类的是外因。
所以同相放大器和反相放大器其实是一个电路，两者的带宽其实应当完全一样，那一点点
差异是别的缘由。
同相放大器和反相放大器归一，才有了所谓的噪声增益。
电路中的运算放大器如何抑制噪声
电路中的运算放大器如何抑制噪声在电路设计中，噪声是一个常见的问题，它可以干扰信号的传输和处理。
在运算放大器中，抑制噪声是至关重要的。
本文将介绍电路中的运算放大器如何抑制噪声，并探讨一些常用的方法。
一、噪声的来源噪声可以来自于多个方面，例如电源线、元件本身以及热噪声等。
这些噪声会被引入到运算放大器中，影响信号的准确性和质量。
二、共模抑制比共模抑制比（Common Mode Rejection Ratio，CMRR）是衡量运算放大器抑制共模噪声能力的指标。
它表示在输入信号有共模分量时，运算放大器输出信号中的共模信号与共模输入信号之比。
CMRR越高，运算放大器抑制共模噪声的能力越强。
常用的提高CMRR的方法包括采用差分输入电路、使用抵消电路等。
差分输入电路可以将共模信号抵消，从而提高抑制共模噪声的能力。
抵消电路则可以通过引入一个与输入信号反向相等的噪声信号来消除共模噪声。
三、反馈电阻的选择反馈电阻也对抑制噪声起着重要的作用。
反馈电阻越大，运算放大器的放大倍数越高，信号与噪声的比例也越大，从而抑制噪声的效果也越好。
但是，过大的反馈电阻会导致电路的幅频特性受到影响，影响放大器的性能。
因此，在选择反馈电阻时需要综合考虑信号放大倍数和噪声抑制的需求，以及电路的幅频特性。
四、降低输入噪声输入噪声可以通过一些方法来降低。
一种常用的方法是使用低噪声元件，例如低噪声电阻、低噪声电容等。
这些低噪声元件可以减少噪声引入到电路中的概率。
此外，还可以通过合理布线和屏蔽等方法来降低输入噪声。
合理布线可以减少信号线与干扰源的接触，从而减少干扰信号的引入。
屏蔽则可以通过遮挡干扰源的辐射信号，达到降噪的目的。
五、电源滤波电源线是常见的噪声来源之一。
为了抑制来自电源线的噪声，可以采用电源滤波的方法。
电源滤波可以通过添加滤波电容、滤波电感等元件来消除电源线中的噪声。
滤波电容可以将高频噪声短路到地，从而减少其传播到运算放大器的可能性。
滤波电感则可以通过孤立输入和输出电路与电源线之间的电流，进一步提高噪声抑制能力。
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– VN +
Input Voltage Noise is bandwidth dependent and measured in nV/√Hz (noise spectral density) Normal Ranges are 1nV/√ Hz to 20nV/√Hz
图1：输入电压噪声
电压噪声因运算放大器而异，可能不到1 nV/√Hz，也可能高达20 nV√Hz，甚至更高。双 极性运算放大器的电压噪声往往低于JFET运算放大器；虽然也可以使JFET运算放大器具 有低电压噪声(如 AD743/AD745)，但涉及的输入器件非常大，因而输入电容也就相当 高。数据手册中会给出电压噪声，该值无法从其它参数中预测。
1 1k 10k 10 100 1k 10k
RS = 1MΩ
All Horizontal Scales Hz
100 10 100 1k 10k
图5：源阻抗不同时最佳放大器也不同
电压和电流噪声的频率特性 前面我们都假设噪声为“白噪声”(即其频谱密度不会随频率而变化)。这种情况适用于运算 放大器的大部分频率范围，但在低频率条件下，噪声频谱密度会以3 dB/倍频程上升，如 下面图6所示。功率频谱密度在此区域内与频率成反比，因此电压噪声频谱密度与频率的 平方根成反比。因此，这种噪声通常称为“1/f噪声”。但应注意，有些教材中仍旧使用 “闪 烁噪声”这个旧术语。 这种噪声开始增加时的频率称为“1/f转折频率(FC)”，也是品质因数之一——该频率越小越 好。对于特定放大器，电压噪声和电流噪声的1/f转折频率并不一定相同，有的电流反馈 运算放大器可能具有三个1/f转折频率：一个针对其电压噪声，另一个针对其反相输入电 流噪声，还一个则针对其同相输入电流噪声。
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100
741 795 744 OP07 743
100 RS = 100Ω
744 OP27, 795 741
RS = 10kΩ
10
10
OP27 OP07, 743
1 10 100 10k All Vertical Scales nV /√ Hz 1k
744பைடு நூலகம்743 795 741 OP27 OP07
图6：运算放大器噪声的频率特性
用来描述1/f区域内电压或电流噪声频谱密度的通用计算公式如下 公式 1 其中，k表示“白”电流或电压噪声电平，而FC表示1/f转折频率。 最佳低频率、低噪声放大器的转折频率位于1-10 Hz范围内，而JFET器件和更为通用的运 算放大器则位于1-100 Hz范围内。不过，超高速放大器可能会在处理能力上做出让步以便 实现高速性能，从而导致1/f转折频率特性相当差，高达数百Hz，甚至1-2 kHz。对于此类 器件所针对的宽带应用，这点通常并不是很重要，但可能会影响其在音频条件下使用， 尤其是在均衡电路中。 “爆米花”噪声 “爆米花噪声”之名源于通过音频系统播放时，它听起来像炒爆米花。该噪声由失调电压的 随机阶跃变化组成，发生间隔为10+毫秒时间范围内的随机值。此类噪声由硅片表面存在 严重污染及晶格移位所导致，而这是工艺技术不合适或原材料品质欠佳而造成的。
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IN – IN+ +
Normal Ranges: 0.1fA/√ Hz to 10pA/√Hz In Voltage Feedback op amps the current noise in the inverting and non-inverting inputs is uncorrelated (effectively) but roughly equal in magnitude. In simple BJT and JFET input stages, the current noise is the shot noise of the bias current and may be calculated from the bias current. In bias-compensated input stages and in current feedback op amps, the current noise cannot be calculated. The current noise in the two inputs of a current feedback op amp may be quite different. They may not even have the same 1/f corner.
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上世纪60年代首次推出单芯片运算放大器时，爆米花噪声是主要噪声源。不过，如今人 们已经充分认识到爆米花噪声的成因，再加上原材料纯度高、污染程度低且生产测试可 靠，对任何运算放大器制造商来说，生产基本上没有爆米花噪声的产品应该不是什么难 事。因此，多数现代运算放大器教材中甚至不会提到该噪声。 参考文献
VALUES OF R 0 3kΩ 300kΩ
3 0 0
3 3 7
3 300 70
R1
RTI NOISE (nV / √ Hz) Dominant Noise Source is Highlighted
图4：源阻抗不同时主要噪声源也不同
从上例可以看出，选择低噪声运算放大器时主要取决于信号的源阻抗，而在高阻抗条件 下，电流噪声始终占据主导地位。 从下面的图5可以明显看出，源阻抗不同时，最佳放大器也不同。对于低阻抗电路，明显 应该选择OP27等低电压噪声放大器，因为这类放大器价格低廉，并且相对较高的电流噪 声不会对应用造成影响。在阻抗处于中等水平时，电阻的约翰逊噪声占据主导地位，而 在源阻抗非常高的情况下，则必须尽可能选择电流噪声最小的运算放大器，如AD549或 AD795。 目前，BiFET放大器往往具有相对较高的电压噪声(不过电流噪声极低)，因此更适合低噪 声应用中的高阻抗电路，而不是低阻抗电路。AD795、AD743和AD745具有极低的电压 噪声和电流噪声。10 kHz时，AD795的电压噪声和电流噪声分别为10 nV/√Hz和 0.6 fA/√Hz，而AD743/AD745则分别为2.9 nV/√Hz和6.9 fA/√Hz。利用这些器件可以设计 在宽源阻抗范围内具有低噪声性能的低噪声放大器电路。
1. Hank Zumbahlen, Basic Linear Design, Analog Devices, 2006, ISBN: 0-915550-28-1. Also available as Linear Circuit Design Handbook, Elsevier-Newnes, 2008, ISBN-10: 0750687037, ISBN-13: 9780750687034. Chapter 1. Walter G. Jung, Op Amp Applications, Analog Devices, 2002, ISBN 0-916550-26-5, Also available as Op Amp Applications Handbook, Elsevier/Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7844-5. Chapter 1.
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NOISE nV / √Hz or µV / √Hz en, in k
3dB/Octave
en, in = k
FC
1 f
1 CORNER f WHITE NOISE
FC
LOG f
1/f Corner Frequency is a figure of merit for op amp noise performance (the lower the better) Typical Ranges: 2Hz to 2kHz Voltage Noise and Current Noise do not necessarily have the same 1/f corner frequency
图3：输入电流噪声
只有在阻抗中流动并进而产生噪声电压时，才需要考虑电流噪声。在运算放大器电路的 输入端保持相对较低的阻抗，可以显著降低电流噪声的影响(就像相同操作也有助于将失 调电压降至最低一样)。 因此，低噪声运算放大器的最佳选择理所当然地取决于其周围的阻抗。下面将通过一些 阻抗示例进一步说明。 合并噪声源 不相关的噪声电压(如均方根噪声电压V1、V2、V3)以“方和根”形式相加，即可得到√(V12 + V22 + V32)。当然，噪声功率照常相加。因此，大小是任何其他噪声电压3-5倍的噪声电压 占据主导地位，而其他噪声电压通常可以忽略不计。这样可以简化复杂电路中的噪声评 估。 确定主要噪声源 以OP27为例，该运算放大器具有低电压噪声(3 nV/√Hz)，但电流噪声却相当高(1 pA/√Hz)。 在无源阻抗条件下，电压噪声是主要噪声源，如下面图4所示(左边一栏)。当源阻抗为3 kΩ( 中间一栏)时，流经3 kΩ的1 pA/√Hz电流噪声就等于电压噪声，但3 kΩ电阻的约翰逊噪声 为7 nV/√Hz，占据主导地位。当源阻抗为300 kΩ(右边一栏)时，电流噪声部分增长100倍， 达到300 nV/√Hz，电压噪声继续保持不变，而约翰逊噪声(与电阻“平方根”成比例)则增长十 倍。电流噪声占据主导地位。
图2：电阻的约翰逊噪声
运算放大器输入电流噪声 电流噪声的变化范围远大于电压噪声；视输入结构而定，从大约0.1 fA/√Hz(JFET静电计运 算放大器中)到数pA/√Hz(高速双极性运算放大器中)不等。数据手册中不一定会给出该项 数据，但在简单的BJT或JFET等器件中却可以计算得出，因为在这类情况下，所有偏置电 流均流入输入结点，电流噪声就是偏置电流的肖特基噪声(或称散粒噪声)。 散粒噪声频谱密度就是√(2IBq)/√Hz，其中IB表示偏置电流(放大器内)，而q表示电子电荷 量(1.6 × 10–19 C)。在偏置补偿或电流反馈运算放大器中，外部偏置电流是两个内部电流之 间的“差值”，因此无法计算出电流噪声。简单电流噪声模型如下面图3所示。