有源箝位反激变换器分析与设计
有源钳位CCM反激式PFO转换器
有源钳位CCM反激式PFO转换器
在反激式PFC转换器的初级绕组并联一个有源钳位电路，就得到了有源钳位CCM反激式PFC转换器。
钳位电路曲钳位开关和钳位电容串联组成。
当主开关管关断时，开关管上的电压被钳定在一定水平上，因此，对于输入交流电压为90～260 V的情况下”主开关管可以选用耐压为600 V的功率MOS管；变压器的漏磁能量可以回收，并且主开关管和钳位开关管都有可能实现零电压导通，使反激PFC转换器的效率较高（超过90％）。
有源钳位反激式PFC转换器采用交错并联输人，可以使输入电流的纹波大大减小，改善了功率因数，使输人滤波器的尺寸也可以显著减小。
图1（a）为交错并联输人的有源钳位反激式PFC转换器的电路原理图，两台有源钳位反激式PFC转换器，只用了一个钳位电路（电钳位开关管⒕和钳位电容C组成）。
两台转换器的输入端反相（相位互差180°，又称交错）并联，由桥式整流器供电。
输出端直接并联，接输出滤波电容Co。
有源钳位反激式PFC转换器采用交错并联输入后，使输入电流的纹波减小了很多，如图1（b）所示，其中，iv1和iv2分别为每一个转换器的输人电流，iv是交错并联后的总输人电流。
图1 交错交联输人的有源钳位反激式PFC转换器
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仅供参阅！。
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法刘耀平(深圳华德电子有限公司，广东深圳518066）摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。
增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。
基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。
实验结果验证了理论分析和设计方法。
关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t大，EMI问题难以处理。
为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和d i/d t，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。
因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。
本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。
2正激有源钳位变换器的工作原理如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关S a（带反并二极管）和储能电容C s，以及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
高精度有源钳位反激变换器小信号建模及控制环路设计
高精度有源钳位反激变换器小信号建模及控制环路设计下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。
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基于有源箝位同步整流反激电路的高效DC／DC变换器
Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ＆Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ 电子 技术 与软 件 工程 · １ １７
电子技术 ● Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ
（ａ）低 边 箝 位 电路
（ｂ）高边 箝 位 电路
图 １：有源箝位反激 电路示 意图
１ 引 言
近 年 来 ， 随 着 电子 设 备 的 不 断 发 展 ， 要
求 供 电 电源 的体 积 随 之 小 型 化 。特 别 是 开 关 电
源在航空航天技术上 的应用与发展 ，对高效率 、 小 体 积 电源 的 需求 十 分 迫切 。 反 激 变 换 器 因 为 电路 结 构 简 单 、所 用 元 器件 少 ，在 中 小 功 率 、 小 体 积 开 关 电源 中应 用 十分 广 泛 。在 采 用 普 通 的 ＲＣＤ 箝 位 、 二 极 管 整 流 方 式 的 电 路 的反 激 电路 中 ，变压 器 漏感 的 能量 被 电 阻 Ｒ 消 耗 掉 ， 整流二极管也消耗 了相 当多的能量。本文介绍 一 种 ３０Ｗ 功 率单路输 出的高效率 、高功 率密 度 ＤＣ／ＤＣ变换器 的设计 方案 ，通 过采用 有源 箝位反激拓扑和 同步整流技术 ，避 免了变压器 漏 感 能 量 的损 耗 ，并 且 大大 降 低 了 整 流 器 件 上 的 损 耗 ，实 现 了 ８５％ 的 高 转 换 效 率 。
RCD钳位电路分析及参数设计
4 RCD钳位电路4.1基本原理分析由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。
因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。
钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。
在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。
RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少，想要确定这些情况会变得比较复杂。
对其做详细的分析是非常必要的，因为它关系到开关管上的尖峰电压，从而影响到开关管的选择，进而会影响到EMI，并且，RCD电路设计不当，会对效率造成影响，而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。
图9图10图11反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0-t1阶段。
开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降；同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端，原边电感电流ip线性上升，其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。
2）t1-t2阶段。
从t1时刻开始，开关管进入关断过程，流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds；直到t2时刻，UDS 上升到Ui+Uf(Uf为变压器副边向原边的反馈电压)。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。
有源钳位反激拓扑
有源钳位反激拓扑
（原创实用版）
目录
1.有源钳位反激拓扑的概念和原理
2.有源钳位反激拓扑的优势
3.有源钳位反激拓扑的应用领域
4.有源钳位反激拓扑的未来发展前景
正文
有源钳位反激拓扑是一种电源开关技术，主要应用于开关模式电源中。
这种拓扑结构通过两个反激转换器，实现了输入电压的有效钳位，从而降低了开关损耗，提高了电源效率。
首先，有源钳位反激拓扑的原理十分简单。
它主要由两个反激转换器组成，其中一个转换器的输出作为另一个转换器的输入。
通过这种设计，可以实现对输入电压的精确钳位，从而降低了开关损耗，提高了电源效率。
其次，有源钳位反激拓扑具有很多优势。
首先，它能够实现输入电压的有效钳位，从而降低了开关损耗，提高了电源效率。
其次，它具有很好的电压调节能力，能够提供稳定的输出电压。
最后，它具有很强的适应性，可以应用于各种不同的应用领域。
目前，有源钳位反激拓扑主要应用于通信、计算机、家电等领域。
在这些领域，它不仅能够提供高效的电源供应，还能够提供稳定的输出电压，满足各种设备的需求。
未来，随着科技的不断发展，有源钳位反激拓扑的发展前景十分广阔。
一方面，随着对电源效率要求的提高，有源钳位反激拓扑的优势将更加突出。
另一方面，随着新材料、新工艺的不断发展，有源钳位反激拓扑的性能也将得到进一步提升。
有源钳位反激 功率
有源钳位反激功率
《有源钳位反激功率》
有源钳位反激功率技术是一种用于提高电源转换器效率的先进技术。
在传统的电源转换器中，由于开关管的导通和关断会导致损耗，因此功率转换效率较低。
而有源钳位反激功率技术采用了一种新的控制方法，能够减小开关管的导通和关断损耗，提高功率转换效率，同时还能提高电路的响应速度和动态性能。
有源钳位反激功率技术的原理是利用一个额外的有源电路，使得在开关管导通或关断时，能够有效消耗能量，从而减少损耗和提高电路效率。
这样一来，在电源转换过程中，就能够更有效地提供电能，降低能源消耗，减少碳排放，从而更好地保护环境。
有源钳位反激功率技术在实际应用中，不仅能够提高电源转换器的效率，还能够使得整个电源系统更加稳定可靠，提高了系统的安全性和可靠性。
因此，在如今高能耗、高排放的社会环境下，有源钳位反激功率技术被越来越多地应用于各种电源转换器中，成为电源领域的一项重要技术。
总的来说，《有源钳位反激功率》技术的应用，不仅能够提高电源转换效率，还能够降低碳排放，保护环境，提高电路的稳定性和可靠性，对未来的电源系统发展具有积极的促进作用。
有源钳位
有源钳位-正反激电路分析参考样机：LAMBDA 全砖，500W ，36~75V 输入，28V/18A 输出； 电路拓扑结构：有源钳位-正反激； 测试条件：48V 输入，9A 输出； 电路模型：I VinL术语：Vin: 输入直流电压；V o: 输出电压；n: 变压器匝比； I L ：变压器T1和T2的漏感；Lm1,Lm2：T1和T2的激磁电感； Im1,Im2：T1和T2的激磁电流；Ip1,Ip2：负载折算到原边的电流；Ip: 原边电流； Id1,Id2：变压器次级电流。
t4t1Vs2t2Vs1Vgs_Q2Id1t3t6Ipt5Vgs_Q1Id2电路工作原理与过程：状态1：(t1~t2） Q1导通，Q2截止。
+VinI L变压器T1原边电感储能，漏感储能，T2向负载传送能量。
Im1=Im2+Ip2=I L状态2：(t2~t3)Q1由导通变为截止，Q2仍截止。
+L-VinId1I当Q1截止瞬间，所有的直流电流通路被断开，Lk 和Lm1为了阻止电流减小的趋势而产生反向电动势。
Lm1与Lm2上的电压幅值相等（等于Vo*n ），方向相反。
Im1提供T2的激磁电流Im2以及负载电流Ip2和Ip1，并同I L 一起对C2充电。
Ic2- I L = Im1-Ip1=Im2+Ip2。
Ip1从零电流开始上升，Ip2从最大电流开始下降。
当Ip2下降到零时，Ip1=Im1-Im2，Lm2上的电压反相。
Id1VinL IC2上电压很快被充至Vc1，Q2的体二极管D4导通，C1被充电。
充电电流Ic1=Im2= I L +Im1-Ip1 (Ic1忽略)，Ic1由最大充电电流开始下降，Ip1则继续上升。
状态3：(t3~t5)Q1仍截止，Q2由截止变为导通。
Id1VinQ2开通时，C1仍然还在充电，直到C1上的电压充到最高值，C1开始放电。
Ip1=Ic1-I L ，放电电流一方面给Lm2提供反相电流，同时使Ip1继续上升。
状态4：(t5~t6)Q1仍截止，Q2由导通截止变为截止。
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有源箝位反激变换器分析与设计
时间：2012-01-10 18:30:38 来源：作者：
1. 引言
反激(Flyback)变换器由于具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而广泛用于中小功率变换场合。
但是，反激变换器功率开关电压、电流应力大，漏感引起的功率开关电压尖峰必须用箝位电路来限制。
作者在文献[1]中对RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激变换器进行了比较研究，得出有源箝位技术使反激变换器获得最优综合性能的结论。
图1 有源箝位反激变换器电路拓扑
图2 有源箝位反激变换器原理波形
2. 有源箝位反激变换器稳态原理分析
有源箝位反激变换器电路拓扑及原理波形，分别如图1、图2所示[2]。
变压器用磁化电感Lm、谐振电感Lr(包括变压器漏感和外加小电感)和只有变比关系的理想变压器T表示，Cr为等效电容，包括两个开关S和SC的输出电容。
稳态工作时，每个开关周期分为七个开关状态阶段，各开关状态等值电路如图3所示。
七个开关状态为：
①t=t0～t1：t0时刻，功率开关S开通，箝位开关SC及其寄生二极管Dc与整流二极管D均截止，Lm与Lr线性充电；
②t=t1～t2：t1时刻，S关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对Cr充电，开关管S漏源电压uDS近似线性上升；
③t=t2～t3：t2时刻，uDS上升到Ui+uC，DC开通，将Lr和Lm串联支路端电压箝位在
uC≈Uo(N1/N2)，磁化电流通过箝位支路对CC充电（CC>Cr）,u1下降规律为u1=-uCLm/(Lr+Lm)；
④t=t3～t4：t3时刻，u1已经下降到使D正偏导通，随后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC开始谐振，Lr上的电压为uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率为[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC开始反向之前开通SC，SC 便获得了零电压开通(ZVS)；
⑤t=t4～t5：t4时刻，SC关断，Lr与Cr谐振，在Cr放电期间u1仍然被箝位在-Uo(N1/N2)值上；
⑥t=t5～t6：t5时刻，uDS=0，假定Lr储能大于Cr储能，足以使S体内寄生二极管Ds开通，Lr 上电压箝位在Ui+Uo(N1/N2)值上，则副边整流二极管D中电流i2下降速率为
(Lm>>Lr)(1)
⑦t6～t7：t6时刻S零电压ZVS开通，随着iLr上升，i2逐渐下降，t7时刻iLr已上升到磁化电流iLm值，i2=0，D反偏，u1由-Uo(N1/N2)变为Ui，随后Lm和Lr再次线性充电，新的PWM开关周期又开始了。
要实现功率开关S的ZVS开通，必须满足：①应在t5～t6期间加驱动信号，否则iLr过零变正后，Lr将再次对Cr充电，功率开关S便失去了ZVS条件。
S开通与SC关断的间隔应有严格要求，其值应不超过Lr和Cr谐振周期的四分之一，即
(2)
②SC关断时Lr储能应不小于Cr储能，以便能将Cr上电荷抽尽，即
(3)
由上述分析可知，有源箝位反激变换器具有下列优点：①箝位电容Cc将变压器漏感中能量吸收并回馈到电网侧，消除了漏感引起的关断电压尖峰，功率开关承受最小电压应力；②箝位电容Cc和谐振电容Cr与谐振电感Lr谐振，使主辅开关均获得了ZVS开关；③谐振电感Lr使整流二极管D关断电流变化率减小，降低了D反向恢复引起的关断损耗和开关噪声。
3.关键电路参数设计
3.1磁化电感Lm
磁化电感Lm大小决定了CCM/DCM工作模式的边界条件，若系统工作在CCM模式，则
(4)
式中，Pomin—电感电流临界连续时输出功率，Fs—开关频率
η—变换效率，D—开关S占空比
3.2谐振电感Lr与功率开关S
功率开关S和箝位开关SC电压应力为
(5)
式中最后一项为引入谐振电感Lr而导致的功率开关电压应力的增加。
随着谐振电感Lr的引入，实际有效占空比略小于开关S驱动信号占空比D，丢失的占空比△D为由式(3)可得
(7)
式中Isp—功率开关峰值电流
而谐振电容电压为
(8)
UCr是谐振电感Lr的函数，精确地求解式(8)比较困难。
事实上，电压ULr与Ui+(N1/N2)Uo相比较小，因此功率开关S获得ZVS开通的Lr值可近似表示为
(9)
谐振电感电流iLr（即变压器原边电感电流）为功率开关电流iS与箝位电容电流iC之和，其有效值为
3.3箝位电容Cc
Cc值的选取原则为：Cc与Lr的半个谐振周期应大大于功率开关S的截止时间，即
(11)
箝位电容电压为原边绕组电压与Lr端电压之和，即
(12)
箝位电容电流有效值为
3.4箝位开关Sc
箝位开关电压应力由式(5)决定。
由式（11）有
通过箝位开关Sc的电流（和iC相同）近似为一个锯齿形波，峰值电流等于通过S的峰值电流，箝位开关Sc及其体内二极管Dc的导通时间均近似为（1-D）TS/2，因此Dc中电流平均值和Sc中电流有效值分别为
3.5整流二极管D
有源箝位反激变换器整流二极管D承受的电压应力与传统反激变换器相同，为Ui（N2/N1）+UO，但电流应力有很大区别。
由于有源箝位支路的引入，虽然磁化电感工作在CCM模式，但D却工作在DCM 模式，电流峰值IDp增大了，即
(16)
D中电流有效值即为变压器副边电流有效值，即
3.6输出滤波电容Cf
输出滤波电容Cf的电流有效值为
4.试验结果
基于电流控制有源箝位反激变换器机内稳压电源设计实例：Ui=18～32VDC，三组输出
Uo/Io=+15V/1.0A、-15V/0.2A、+5V/0.4A，额定输出功率20W，FS=300KHz，Dmax=0.6，η=78.5%，临界连续功率Po，min=1/6Pomax，Lm=52.3μH，Lr=2μH，Cc=0.47μF，Cf=100μF，功率开关S与箝位开关Sc均选用IRF530。
+15V、-15V、+5V三组输出整流二极管分别为SR506、1N5819、1N5819，控制电路采用UC3843电流型PWM控制器。
输入电压Ui=27V时，有源箝位反激变换器原理试验波形，如图4所示。
由图4(a)可见，变压器漏感引起的关断电压尖峰被消除了，由图4(a)、(b)可见，主开关和箝位开关均实现了ZVS开关，由图4(f)可见，整流二极管关断时di/dt小。
试验波形与图2所示理论分析波形完全一致。
5.结论
将有源箝位技术应用于反激变换器，可克服传统反激变换器的缺点，实现功率开关的ZVS开关；抑制功率开关的关断电压尖峰；降低副边整流二极管的关断损耗和开关噪声，从而可实现反激变换器的高变换效率、高功率密度。