一种在全负载范围内实现ZVS的有源箝位反激变换器
一种在全负载范围内实现ZVS的有源箝位反激变换器
一种在全负载范围内实现ZVS的有源箝位反激变换器
0引言
传统的反激变换器反激变换器，因其相对简单的电路结构以及能实现升降压功能而在DC／DC场合中得到了广泛使用．但是，由于反激变换器的变压器同时还兼作为电路中的电感使用，
所以气隙较大，不可避免的漏感也较大。在电路原边开关管关断时，该漏感会和原边开关管上的
结电容产生寄生振荡，从而在原边丌关管上产生电压尖剌，使之承受高的电压应力，同时，该振
荡还是一个EMD源，给电路带来EMI方面的问题。传统的RCD箝位电路将存储在变压器漏感
中的能量，全都消耗在箝位电阻上，在一定程度卜缓解了这个压力，但是，降低了电路的效率。
如果采用一个有源箝位有源箝位的电路来取代传统的RCD箝位电路的话，就能很好地解决这个
问题。1有源箝位电路
典型的有源箝位电路。
有源箝位的反激变换器除了能将漏感上的能量反馈到输出，提高电路效率外，还具有以下几
个优点：首先，电压箝位效果良好，能减少开关管上的电压应力；其次，电路原边的主管和辅管
都可实现ZVS，从而减少电路的开关损耗。这个特性对于高压输入的场合特别重要。由于开关
管上的电压是谐振到零的，这样既限制了电压关断时的dv／dt，同时箝位电容和变压器原边谐
振电感的谐振还限制了副边整流管关断时的di／dt；通过恰当地设计箝位电容的值，还可以实
现副边整流二极管的ZCS，从而减少或消除了整流管的开关损耗和由于二极管反向恢复引起的
开关噪声，从而有效地减少了电路的EMI。
正是由于这些优点，有源箝位反激变换器受到厂业界的重视。该电路不但可以作为普通的DC／DC变换器使用，而且还可以用作一个性能优良的PFC电路。
传统的反激变换器中存在着“电感电流连续(CCM)”和“电感电流断续(DCM)”两种不同的工作状态。这两种不同的工作状态在有源箝位反激变换器当小也分别
体现不同的工作特点。CCM的有源箝位反激变换器和传统的反激变换器一样，在一个开关周期
内，变压器原边的激磁电流始终大于零；而DCM的有源箝位反激变换器中变压器原边的激磁电
流却会出现断续的状态，当激磁电
流到零的时候，在箝位电容的作用下，变压器原边的激磁电流将反向流动，从而在一个开关
周期内体现为一个正负交变的量。文献[4]详细地分析了CCM状态下的有源箝位反激变换器的工
作过程以及设计中的注意事项。从中可知，CCM状态下的有源箝位反激变换器同传统的反激变
换器一样，具有电流纹波小，电路导通损耗小，适合于功率大的输出场合等优点。但该工作状态
需要一个外加谐振电感来实现原边开关管的ZVS(如图1中的Lr)，而且软开关软开关的实现和负
载有关．只能在一定的负载范围内实现。
但是，保证电路在全范围内实现软开关有着重大的现实意义，因为，全范围软开关能保证整
个电路的工作状态一致，特别是保证电路的EMl的性能一致，从而减小了整个电路的EMI滤波
器。为此，本文对有源箝位反激变换器进行了优化设计，以保证整个电路从空载到满载范围内都
能实现软开关。
文章首先对电路的工作状态进行了详细的分析，而后给出了电路当中关键元器件的设汁依据，
最后，用一个100W／100kHz的样机验证了该电路的高效率和优良的全负载范围内的软开关
特性。2电路的工作原理图1是有源箝位反激变换器的基本原理图。图中Lr为变压器的漏感，Lm为变压器原边的
激磁电感，Cr为主管和辅管的等效结电容之和，Cc为电路的有源箝位电容，Vin为输入直流电
压，Vo为输出电压，Vcc为箝位电容稳态工作时电压。
图2是有源箝位反激变换器的等效工作状态图。图3表明了有源箝位反激变换器稳态工作
时的几个关键波形。电路的工作状态如下所述。Mode1[t0，t1]在t0时刻，主管S1导通，辅管S2关断。输出整流二极管D1承受反向
电压。S2的体内反并联二极管也反向偏置。Lm和Ln上的电流在Vin的作用下线性上升。Mode2[t1，t2]在t1时刻，Sl关断。Lm和Lr一起同Cr进行谐振，利用激磁电流(此时
激磁电流与流过漏感的电流相等)给Cr充电。S2处于关断状态，S2体内二极管继续反向偏置。Mode3[t2，t3]在t2时刻，Cr被充电到vDS1=Vin+Vcc（Vcc≈nVo）为箝位
电容稳态工作时的电压)；此时，S2的体内二极管开始导通，Lm和Lr同Cc进行谐振，利用激
磁电流给Cr充电。由于Cc远大干Cr几乎所有的激磁电流都通过二极管流向箝位电容，同时Lm和Lr进行分压，励磁电压即变压器一次电压Vpri为
Mode，4[t3，t4]在t3时刻，vpri足够的小，D1正向导通。变压器的原边电压就被箝位
在nVo。这时，Lr和Cc进行谐振，利用激磁电流给Cr充电。为了能实现S2的ZVS，S2必须
在谐振电流反向之前触发导通。Mode5[t4，t5]在t4时刻，S2关断，使得Cr詖迅速地从电路中断开。同时，Lr和Cr
谐振，变压器的原边电压仍然被箝位在nVo。当Lr上面的电流等同于Lin上的电流时，副边电
流减少到零，D1反向截至，变压器原边的电压开始反向。Mode6[t5，t6]在t5时刻，储存在Lr和Lm内的能量大于储存在Cr中的能量，Cc上的
电荷将被放完，同时，S1的体二极管开始导通；如果在这个时间段内S1被触发导通，那么就
可以实现ZVS。同时，对于Lin和Lr而言，两端的电压为Vin，电感上的电流又开始线性上升。
在t6时刻，S1导通，进入下一个开关周期，开关周期Ts=t6-t0。
从上面的分析可以得巾以下结论：该电路正是通过让有源箝位的反激变换器工作在DCM状
态下，利用变压器原边激磁电感参与电路的谐振，在S1导通之前，利用变压器原边激磁电感上
的能量将结电容Cr上的电压谐振到零，从而实现电路的ZVS。阅此．该电路就不需要再外加一
个谐振电感来实现ZVS。所以，在文献[4]中，Lr为变压器的漏感和外加的谐振电感之和，而在
本文中，Lr仅为变压器的漏感。
在低功率，高电压的场合，该电路的优点不仅局限在全范围软开关上，而且还省去了外加谐
振电感。因为，如果想在低功率、高电压的场合将结电容Cr上的电压谐振到零，该谐振电感的
取值可能高达几百μH。
但是，和传统的反激电路的DCM的工作状态一样，该电路的最大的缺点就是其电流纹波比
较大，因为，电路原边电流中始终存在一个和输出功率无关的交流分量，这个交流分量将在原边
的开关管上产生不必要的导通损耗，而且由于设计在断续工作状态下，这个交流分量的峰峰值比CCM来得高，从而将在一定程度上影响电路的效率。
3电路的工作特点和主要元器件设计
为了保证电路具有良好的工作状态，从而在全范围内实现软开关，电路中的关键元器件的设
计显得相当重要。3.1变压器的设计(激磁电感Lm的设计)
在电路中变压器小仪传递能量，而且还充当储能元件，另外，该激磁电感还参与了和结电容Cr的谐振，是保证电路在全范围内实现软开关的重要因素。为了保证该有源箝位反激变换器工作在DCM状态下，该激磁电感值不可能太大。其设计思
路和传统的OCM反激变换器的变压器设计是完全一致的。——DCM有源箝位反激电路原边激磁电感电流的最大直流平均值为
式中：Iin为输入电流；Iin为输出电流；
D为S1的占空比；
n为变压器原副边的匝比。
一一为了让电路能实现软开关，则必须在S2关断的时候，使Lm中存储的能量能保证将Cr上的电压谐振到零。所以，激磁电感中的最小电流Icri必须满足式（3）。
式中：fs为电路的工作频率。
由于该变换器原边通过的电流可以分解成为直流分量和交流分量两部分。其中直流分量的大
小和输出功率成正比，而交流分量的大小仅仅和输入电压的高低和变压器的原边激磁电感的大小
有关，这部分能量只是在原边进行环流，该值的大小决定了电路原边廾关管上的电流峰值以及由
此而产生的开关管的导通损耗。所以，输入电压一定时，在保证电路全范围软开关的正常工作条
件下，原边激磁电感值应尽可能大。3.2箝位电容Cr的设计
由于Cc和Lm的谐振斜率还决定了副边整流管关断的di／dt；所以，完全可以通过Cc的
恰当设计，来实现副边整流二极管的ZCS，从而达到减小整流二极管的开关损耗，消除由于二
极管的反向恢复引起的开关噪声，减小了电路的EMI的目的。通过分析得知，只要满足式(5)就
可以实现整流二极管的ZCS，
式中：toff为S1的关断时间。
但是，对应相同的输出电流，谐振电流越早到零意味着通过二级管的电流峰值将越高。这也
就增大了二极管上的电流应力，增加了电路输出电流的纹波，加大了输出电容上的电流应力，给
电路带来一定的导通损耗。所以，为了能充分地利用toff这段时间，减小电路的输出电流纹波，
最好能让电路的谐振周期设计在2toff(输出功率最大时候的toff)上。
除了能决定整流二级管的ZCS外，从式(6)可以得知，Cc的大小还在一定的程度亡决定了S1和S2的电压应力。
3.3主开关功率管S1的选择
3.3.1S1的电压应力
3.4辅开关功率管S2的选择
S2的电压和电流耐量等同于S1。在实际应用中，为了克服MOSFET的体二极管开关特性
慢的缺点，还可以在开关管上面再并联一个快恢复二极管来加快开关速度。3．5死区时间的确定
电路的软开关的有效实现，还依赖于适当的死区时间的确定。1)从S2关断到S1开通这段时间中，必须有足够的时间让谐振电感将Cr上的能量抽走。这
个时间为
如果当时激磁电感当中的能量足够大的话，则式(9)更为适用。所以，实际需要的死区时间
往往远小于式(8)的计算值，通常取式(8)和式(9)之间的一个折中值。2)从S1关断到S2开通这段时间中，电路上表现出来的是激磁电感Lm和谐振电感Lr同Cr进行谐振，利用激磁电流给Cr充电。由于Cr上面的能量相对于激磁电流而言很小，这时可
以相当于一个大小为激磁电流峰值的电流源给Cr充电的过程。对于这个死区时间的要求为
4实验结果
一个100W的样机验证了该变换器的工作原理和优点。
该变换器的规格和主要参数如下：
输入电压VinAC220(1±20％)V；
输出电压VoDC24V；
输出电流Io0~4A；
输出功率Po100W；
工作频率fs100kHz；
主开关管S1SPP07N60S5；
箝位开关管S25PP07N60S5；
整流二极管D1MBR20200CT；
变压器TE140原副边的匝比为80：8；
箝位电容Cc630nF／600V；
有源箝位控制芯片ICUCC3580—4。4.1S1的软开关
图4(a)为S1的门极波形和DS两端的电压波形，可以看出，在门极信号开通之前，S1的DS两端的电压已经到零了，从而实现了ZVS。图4(b)为S1的DS两端的电压波形和通过其的
电流波形，可以看到，在DS两端的电压到零的时候，通过S1的电流是负方向的，从而从另外
一个角度表明了S1的体二极管先于功率管的门极信号而导通，从而实现了ZVS。4.2S2的软开关
图5为S2的ZVS波形。
带有箝位二极管的ZVS全桥三电平DC／DC变换器的研究
２００６年７月２５日第２３卷第４期 通镌电．潦 】｜： Ｔｅｌｅｃｏｍ Ｐｏｗｅｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｊｕ１．２５，２００６，Ｖｏ１．２３ Ｎｏ．４ 文章编号：１００９—３６６４（２００６）０４—００１８—０４ 期 带有箝位二极管的ＺＶＳ全桥三电平ＤＣ／ＤＣ变换器的研究 李剑，李晓帆，陈俊，郑文娟，张业茂 （华中科技大学，湖北武汉，４３００７４） 摘要：介绍了一种改进型的带有箝位二极管的零电压开关（ＺＶＳ）全桥三电平ＤＣ／ＤＣ变换器，详细分析了电路的工作 原理。设计实例和仿真结果验证了理论分析的正确性。 关键词：箝位二极管；零电压开关；三电平变换器 中图分类号： 文献标识码：Ａ Ａ Ｎｏｖｅｌ ＺＶＳ Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅ Ｔｈｒｅｅ—Ｌｅｖｅｌ ＤＣ／ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｃｌａｍｐｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ ＬＩ Ｊｉａｎ，ＬＩ Ｘｉａｏ－ｆａｎ，ＣＨＥＮ Ｊｕｎ，ＺＨＥＮＧ Ｗｅｎ－ｊｕａｎ，ＺＨＡＮＧ Ｙｅ－ｍａｏ （Ｈｕａｚｈｏｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｓｃｉｅｎｃｅ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｗｕｈａｎ ４３００７４，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ，ａ ｎｏｖｅｌ ＺＶＳ ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｃｌａｍｐｉｎｇ ｄｉｏｄｅ ｉｓ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ，ａｎｄ ｉｔｓ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｉｓ ｇｉｖｅｒＬ Ｍｏｒｅｏｖｅｒ ｔｈｅ ｒｅｓｕＩｔ ｏｆ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｖｅｄｆｙ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｙ ｉｓ ａｃｃｕｒａｔｅ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｃｌａｍｐｉｎｇ ｄｉｏｄｅ；ＺＶＺＣＳ；ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ０ 引 言 随着对电能质量要求的不断提高，功率因数校正 技术日益受到青睐。目前三相ＰＦＣ变换器的输出直 流电压一般为７６０￣８００ Ｖ，峰值可达１ ０００ Ｖ，这使得 后级直流变换器开关管的电压应力增高，开关管的选 择变得很困难。为解决这个问题，提出了零电压开关 三电平直流变换器Ｅ ，该变换器的最大优点是其开关 管电压应力为输入直流电压的一半，因此非常适用于 高输入电压中大功率场合。该ＴＬ变换器实质上是一 个半桥变换器，因此更准确地定义为半桥ＴＬ变换器。 文献Ｅ２３将半桥三电平变换器在直流变换器拓扑 上加以推广，得到了一族三电平直流变换器，其中包括 全桥三电平（Ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ Ｔｈｒｅｅ Ｌｅｖｅｌ，ＦＢ ＴＬ）变换 器。ＦＢ ＴＬ变换器结合了ＦＢ变换器和ＴＬ变换器各 自的优点，非常适合高压输入的大功率应用场合。 本文介绍了一种改进型的带有箝位二极管的零电 压开关（ＺＶＳ）全桥三电平ＤＣ／ＤＣ变换器，它在基本 ＺＶＳ全桥三电平ＤＣ／ＤＣ变换器中增加两个二极管 Ｄ 和Ｄ ，从而消除输出整流管的电压振荡和电压尖 峰，同时保留原来ＺＶＳ全桥三电平ＤＣ／ＤＣ变换器的 优点，即利用谐振电感和开关管的结电容实现开关管 的ＺＶＳ。 １ 工作原理 全桥直流变换器三电平拓扑中开关管的成倍增加 给新的控制方式提供了基础。文献Ｅ３３对各种开关方 式给予了分析，并给出了一族最佳控制方式。图１为 收稿日期：２００６—０３—２９ 作者简介：李剑（１９８１一），男，湖北宜城人，华中科技大学电 气与电子工程学院硕士研究生，研究方向为电力电子变换器。 ・ １８・ 该三电平ＤＣ／ＤＣ变换器的主电路。在该方式下，Ｑ２、 Ｑ７、 的导通和关断时间相同， 、 、Ｑ６的导通和关 断时间也相同，并且其关断时间分别比Ｑ 、Ｑ４滞后， 由此称先关断的Ｑ。、Ｑ４为超前管，后关断的６只开关 管为滞后管。在一个开关周期内，该变换器有１６种开 关模态，各开关模态的波形如图２所示，不同开关模态 下的等效电路分别如图３所示。 ＝ ｌ ｓ １ 鬻 一ＤＩ１ ＩＤｃ’Ｑ ． ：Ｅｌｂ ｃ ＝－ ＝＝
次级采用箝位网络的移相全桥ZVSZCS变换器
１ｏＯ 次级采用箝位网络的移相全桥ＺＶＳＺＣＳ变换器 次级采用箝位网络的移相全桥ＺＶＳＺＣＳ变换器 Ｐｈａｓｅ——Ｓｈｉｆｔｅｄ Ｆｕｌｌ——Ｂｒｉｄｇｅ ＺＶＳＺＣＳ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｕｓｉｎｇ Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｃｌａｍｐ Ｃｉｒｃｕｉｔ． 黄星星 （东南大学电气工程学院，江苏南京２１００９６） 王 越 （山西省电力公司，山西太原０３０００１） 摘 要 提出了一种次级加错位网络的移相全桥ＺＶＳＺＣＳ变换器，该变换器实现了超前桥臂的零电压开关和滞后桥臂的零电 流开关，减少了续流状态时的初级环游。本文分析了变换器的工作原理和参数设计，并给出了实验结果。 关键词：移相全桥，零电压零电流开关．箝位网络 Ａｂｓｔｒａｃｔ Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｐｒｏｐｏｓｅｓ ａ ｎｅｗ ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｅｄ ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ＺＶＺＣＳ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｓｅｃｏｎｄａｒｙ ｃｌａｍｐ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｗｈｉｃｈ ｒｅａｌｉｚｅｓ ＺＶＳ ｆｏｒ ｌｅａｄｉｎｇ ｌｅｇ ａｎｄ ＺＣＳ ｆｏｒ ｌａｇｇｉｎｇ ｌｅｇ．ａｓ ｗｅｌｌ ａｓ ｄｅｃｒｅａｓｅ ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｈｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ ｐａｒａｍ— ｅｔｅｒ ｄｅｓｉｇｎ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ Ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｉｓ ｐｒｏｖｉｄｅｄ ｔｏ ｖｅｒｉｆｙ ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｔｈｉｓ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：Ｐｈａｓｅ—Ｓｈｉｆｔｅｄ Ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ，ＶＳＺＣＳ．ｃｌａｍｐ ｃｉｒｃｕｉｔ 开关电源的发展趋势是高效率、高功率密度、低噪声。目前这 一领域的热点是降低开关损耗、提高开关频率及采用软开关电 路。近几年来，移相全桥零电压零电流开关（ＺＶＺＣＳ）ＤＣ／ＤＣ变换 器受到了广泛的关注。这种全桥软开关变换器解决了的开关管的 电流拖尾问题，减小了开关损耗，提高了变换器的工作频率。 目前，实现滞后桥臂ＺＣＳ的常见方式有：①在初级串联阻断 电容和饱和电感，但该方法会产生较大的损耗；②在变压器次级 添加由二极管和电容组成的能量恢复缓冲电路。该方法虽能实 现较大负载范围的软开关。但电压和电流的砬力较大，引入了阻 断二极管的通态损耗；⑧在输出整流侧添加有源箝位电路，该方 法会提高成本，使控制方式变得复杂。并且箝位开关管的关断过 程不是零电流关断，增加开关损耗。本文介绍一种在变压器次级 加入一个电容和两个二极管ＶＤ 、Ｖ［）２构成的简单箝位网络的变 换电路，使超前臂实现ＺＶＳ，滞后臂实现ＺＣＳ，并对次级整流器 进行钳位，减小了通态损耗和环流损耗，提高了变换器效率。 １ 工作原理 副边带箝位网络的移相全桥基本电路图如图１所示，副边 辅助回路由箝位电容Ｃ。、Ｄ。、Ｄｎ共同构成。 ｓ１ ｉ Ｄ１ ｝Ｃｌ Ｓ２’Ｄ２ Ａ Ｉｐ Ｌｆ ；ｏ ｏＲ１ ‘ ｃｃ Ｔａ Ｄｃ ＲＬ 图１移相全桥变换器主电路结构图 移相全桥变换器在半个开关周期内一共可分为１Ｏ个工作 状态。在ｔｏ时刻前，电路处于续流阶段，变压器原边电流ｌ。＝０，原 边电压ＶＡＢ＝Ｏ，辅助电容Ｃ。上的电压Ｖｃ￣＝０，副边整流桥输出电 压Ｖ ：０。负载电流通过滤波电感Ｌ和二极管ＤＲ１、Ｄ Ｄ ＤＲ４ 续流，开关管Ｓ，己经开通。 １．１工作状态１［ｔｏ￣ｔ１］ 开关管Ｓ 导通，原边电流从Ｏ开始逐渐增加，副边的整流 二极管Ｄ Ｄ 电流逐渐增加，Ｄ Ｄ 的电流逐渐减小，直到原 边电流增至ｉＬ／ｎ，此时Ｄ 和Ｄ圈中的电流下降为０，结束续流。 ｌ １ ｓ． ｓ： ｌ Ｖ ． ＿ Ｊ ／ ／、 ｎＩ ． ｒ。 、 ／ ， ／ ｎＶ 门 厂 Ｉ ＼、＼ 厂 ●～ ［ 厂————、、＼ 厂 ／ 、／ ’—— 域 ／／１ 图２移相全桥变换器工作过程主要波形圈 在工作状态１中： （ ）＝Ｄ （１） ｆ。 ‘２） １ｌ２工作状态２［ｔ ￣ｔ４ Ｄ。导通，Ｃ。与Ｌｌｋ发生谐振，通过Ｄ。、Ｃ。支路充电，Ｖ 开始 升高，半个谐振周期过后，在ｆ２时刻，、，０ｃ达到２×（Ｖ ｎ—ｖ０）。 （ ）＝（— Ｖｉｎ一 ）［１－ｃｏｓ￣ｎ（ｆ一 ）】＋ ， 式中： ＼／ １．３工作状态３Ｉｔ２Ｎｔ３］ 在ｔｚ时刻，Ｄ。关断，Ｖ 恢复至Ｖ ｎ，原边电流Ｉ。回落至 ｎ，在该工作状态，变换器输出功率。则有： ＝ 一番一 式中： 为工作周期 １．４工作状态４Ｉｔ３～ｔ４】 ｔ３时刻，Ｓ 关断，原边电流从Ｓ，支路转移到电容Ｃ 、
低压大电流大功率软开关全桥变换器拓扑结构分析
低压大电流大功率软开关全桥变换器拓扑结构分析*杨钰辉**(南京船舶雷达研究所,江苏南京210003)摘要:分析研究了低压大电流全桥变换器电路拓扑结构。分别介绍了功率变压器初级移相控制零电压(ZVS)PWM和移相控制零电压零电流(ZVZCS)PWM软开关全桥变换器主电路拓扑结构,以及功率变压器次级适宜采用的不同电路拓扑形式,并对其优缺点进行了对比分析。文中简要说明了在变换器输入级加入功率因数校正环节的必要性。关键词:发射机;变换器;拓扑结构中图分类号:TN830文献标识码:A文章编号:1009-0401(2007)04-0047-04Thetopologicalanalysisofthefullbridgeconverterbasedonlowvoltage,highcurrent,highpowersoftswitchesYANGYuhui(NanjingMarineRadarInstitute,Nanjing210015,China)Abstract:Inthispaper,thetopologicalstructureofthelowvoltage,highcurren,tfullbridge(FB)converterisanalyzed.ThemaincircuittopologiesoftheZVSPWMandZVZCSPWMbasedsoftswitching,fullbridgeconvertersusedintheprimarystageofthetransformerareintroduced.Besides,thedifferentcircuittopologicalstructuresofthesecondarystageofthetransformerarepresentedwiththeiradvantagesanddisadvantagescompared.Thenecessityofaddingapartforpowerfactorcorrectionintheinputstageoftheconverterisgivenbriefly.Keywords:solidstatetransmitter;converter;topologicalstructure1引言随着固态功率放大技术的发展,固态脉冲雷达发射机所需电源的功率也随之增大。固态脉冲雷达发射机的射频放大器通常工作在24~50V的直流电压下,其输出功率经合成后能够达到几十到几百千瓦的峰值功率。这就要求其低压电源系统在雷达脉冲工作期间必须提供极高的峰值电流和具有较高的电压稳定度。目前固态发射机用的大功率电源系统大多采用多模块组合的方式。软开关技术综合了PWM技术和谐振技术的优点,与硬开关电源相比,可提高开关频率和变换器的效率,减小变换器的体积和重量,降低开关器件的电压和电流应力,从而使电源的EMI减少,工作可靠性提高。基于软开关技术的全桥PWM变换器电路拓扑结构由于自身所具有的众多优点,成为大功率应用场合中的首选拓扑,近年来在低压大电流大功率DC/DC变换器拓扑中获得了广泛的应用,是适宜应用在固态发射机电源系统中单个功率模块的电路拓扑。本文将以移相控制软开关全桥PWM变换器中的主功率变压器为分界点,分别列出其适宜的初级和次级电路拓扑结构,并进行详细的分析,说明其优缺点。2变压器初级电路拓扑结构2.1移相控制零电压PWM全桥变换器47雷达与对抗2007年第4期
移相全桥ZVS变换器整流桥寄生振荡的抑制.
移相全桥ZVS变换器整流桥寄生振荡的抑制
作者：皮之军 上传时间：2006-7-26 13:37:56
摘要：移相全桥ZVS变换器是中大功率DC/DC变换场合的理想拓扑之一，但在其输出整流二极管反向恢复时，整流桥产生寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压。这将带来电路损耗，并影响整流桥的使用寿命。本文分析了振荡产生的原因，并介绍了抑制的方法。重点分析了一种原边加箝位二极管的缓冲电路形式，制做了一个5.5kW样机，并给出了对比实验结果。
叙词：寄生振荡；尖峰电压；箝位二极管
Abstract：There exists a problem of the Phase-shifted full-bridge zero-voltage-switching(PS-FB-ZVS)
PWM converter, which is widely used at medium and high power levels, that the output rectifier diodes
suffer the parasitic oscillation and voltage spike resulted by the reverse recovery of the rectifier diodes. In
this paper, the reasons and restraining methods are discussed, and a novel ZVS converter is proposed
which adopts two clamping diodes in the first side of transformer. The operation principle of the novel
converter is analyzed and the experimental results of a 5.5kW prototype converter are also given.
基于GaN器件的有源箝位正激变换器设计
现代电子技术Modern Electronics TechniqueMar. 2024Vol. 47 No. 62024年3月15日第47卷第6期
0 引 言
随着电子设备小型化、轻量化的发展，提升电源设备高效率、高功率密度指标也成为电源厂商的重要方向[1]。例如国外的VPT公司、Interpoint公司及国内的振华微电子、金升阳等均推出基于有源箝位正激拓扑设计的电源模块，开关频率[2]在200~500 kHz。传统Si MOSFET由于存在寄生电容大、体二极管反向恢复等问
题，已经限制了变换器进一步提升效率和功率密度；而GaN器件的开关性能要优于Si MOSFET，在相同导通电
阻的情况下，GaN晶体管的输出电容较低，且没有体二极管所引起的反向恢复损耗。因此，GaN可以应用在更高的开关频率，从而提升效率和功率密度[3]。本文设计了一款高效率、高功率密度的DC‐DC电源样机。该样机特点为：1） 以有源箝位正激架构为基础，利用软开关技术
及GaN器件特性改善原边主开关管的开关损耗及应力，提升样机效率；2） 提高开关频率到700 kHz，减小磁元件尺寸及输
出电容值，并采用PCB式的平面变压器进一步减小变压器尺寸，提升样机的功率密度；3） 副边采用同步整流技术减小次级功率管的损
耗，提升样机效率。最后对研制的3.3 V/30 A电源样机进行测试，测试结果证明了该样机可以满足高效率和高功率密度的要求。
1 有源箝位正激变换器拓扑结构
有源箝位正激电路包含两种有源箝位模式：高侧有DOI：10.16652/j.issn.1004‐373x.2024.06.019
引用格式：汪渭滨，徐海军，王伟.基于GaN器件的有源箝位正激变换器设计[J].现代电子技术，2024，47（6）：119‐123.
基于GaN器件的有源箝位正激变换器设计
汪渭滨， 徐海军， 王 伟
（中国电子科技集团公司第五十八研究所， 江苏 无锡 214035）
摘 要： 有源箝位正激变换器因为开关管的软开关控制，可以降低高频下的开关损耗，已是中型功率隔离变换器实现高效率、高功率密度的主流解决方案。文中基于有源箝位正激变换器设计一款输入28 V、输出3.3 V/30 A的电源样机，开关频率为700 kHz，原边主开关管采用低栅极电荷、低输出电容、零反向恢复损耗的氮化镓（GaN）器件，再结合平面变压器技术及次级同步整流（SR）技术，使样机峰值效率达到95.13%。最后通过对样机测试结果分析来验证方案的高效率和高功率密度。关键词： 有源箝位正激变换器； 氮化镓； 开关管； 栅极电荷； 平面变压器； 同步整流中图分类号： TN624‐34 文献标识码： A 文章编号： 1004‐373X（2024）06‐0119‐05
有源钳位反激拓扑
有源钳位反激拓扑
有源钳位反激拓扑（Active Clamp Flyback Topology）是一种高压电源转换器拓扑结构，广泛应用于电子设备、通信设备、数据中心等领域。它具有较高的转换效率、较小的体积和良好的输出电压纹波等特点。
有源钳位反激拓扑的主要组成部分如下：
1. 输入端：包括输入电压、输入滤波器、输入保护等部分。
2. 开关器件：通常采用高频开关晶体管（如 MOSFET 或 IGBT）作为开关器件，用于控制电流的流动。
3. 钳位电容：用于吸收开关器件截止时的反向电压，保护开关器件不受损坏。
4. 储能电感：用于储存转换过程中的能量，并在开关器件导通时释放能量至输出端。
5. 输出端：包括输出滤波器、输出保护等部分，用于提供稳定的输出电压。
6. 控制电路：用于实现开关器件的开通和关断，以及对输出电压进行调节。
有源钳位反激拓扑的工作原理如下：
1. 在开关器件导通时，输入电压经过输入滤波器进入储能电感，同时钳位电容开始充电。
2. 当开关器件截止时，储能电感中的电流开始流向输出端，输出电压随之上升。 3. 控制电路根据输出电压的大小，调节开关器件的导通和关断，以实现输出电压的稳定。
4. 当输出电压达到设定值时，开关器件再次导通，重复上述过程。
有源钳位反激拓扑的优点：
1. 转换效率高：在开关器件导通时，输入电压的大部分能量被储能电感储存，减少了损耗。
2. 输出电压纹波小：钳位电容对输出电压的纹波有很好的抑制作用，提高了输出电压的稳定性。
3. 体积小：有源钳位反激拓扑采用高频开关器件和紧凑的布局，减小了电源转换器的体积。
4. 可靠性高：有源钳位反激拓扑采用了钳位电容和储能电感等元器件，提高了系统的抗干扰性和可靠性。
在实际应用中，有源钳位反激拓扑需要根据具体需求选择合适的开关器件、钳位电容和储能电感等元器件，以满足系统性能的要求。同时，合理的设计和布局也有助于提高电源转换器的可靠性和稳定性。
移相全桥ZVS变换器的优化及参数设计
移相全桥ZVS变换器的优化及参数设计
史永胜;刘言新;王喜锋;周鹏
【摘 要】Accroding to the difficult problem that parameters selection of
actual circuit for the phase shifted full bridge ZVS converter,the working
principle of the converter and detailed design of the resonant
inductor,condens⁃er,high frequency transformer,filter inductance and
capacitance of key components parameters in main circuit are briefly
introduced. A 48 V/1 KW,50 kHz prototype is developed.The tests show
that the converter reaches zero volt⁃age switch at 30%load,the ripple is
less than 2%,the efficiency up to 74%at 30%load,the efficiency up to 85%at
60%or more load,which proves the rationality of the design parameters.%针对移相全桥ZVS变换器实际电路参数选取困难问题，简要介绍了其工作原理并以工程计算方法详细设计了谐振电感、隔直电容、高频变压器、滤波电感电容等主电路关键元件参数。以此参数研制了一台48 V/1 kW，50 kHz的样机，经测试表明该变换器能在30%及以上负载范围内实现零电压开关，纹波小于2%，30%负载时效率达到74%，60%及以上负载时效率达到85%以上，证明了参数设计的合理性。
DCDC电源设计的几种基本原理
开关电源DC/DC变换器拓扑结构集锦
半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑。
半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决。欢迎转载，本文来自电子发烧友网(/)
半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。 正激变换器
绕组复位正激变换器
LCD复位正激变换器
RCD复位正激变换器 有源钳位正激变换器
双管正激
吸收双正激
有源钳位双正激 原边钳位双正激
软开关双正激 推挽变换器
无损吸收推挽变换器
推挽正激
推挽变换器:推挽变换器是双端变换器.其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来,基本推挽变换器好处是驱动不需隔离,变压器双端磁化,只要两个开关管.但是,变压器绕组利用率低,开关管电压应力为输入两倍,所以一般只适合低压输入的场合.而且有个问题就是会出现偏磁,所以要采用电流型控制等方法来避免.
如果将两个双管正激同样耦合,可以构成四开关管的推挽变换器,也就是所谓的双双管正激.其管子电压应力下降为输入电压.其他等同. 欢迎转载，本文来自电子发烧友网(/)
推挽正激是最近出现的一种新拓扑,通过一个电容来解决变换器漏感尖峰,偏磁等问题.在VRM中有应用.
半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑.
半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决.
半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制. 全桥变换器
改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器
改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器
王建冈;陈乾宏;阮新波
【期刊名称】《电力电子技术》
【年(卷),期】2001(035)003
【摘 要】提出了一种改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器,在较宽负载范围内实现主开关管的ZVS.由于漏感小,无占空比丢失,输出整流二极管在零电压条件下实现换流,因此无次级尖峰电压.详细分析了该变换器的工作原理,仿真和实验结果验证了该变换器的可行性.
【总页数】4页(P17-20)
【作 者】王建冈;陈乾宏;阮新波
【作者单位】盐城工学院,;南京航空航天大学,;南京航空航天大学,
【正文语种】中 文
【中图分类】TM46
【相关文献】
1.改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器的参数设计及优化 [J], 王建冈;阮新波
2.改进型倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器的设计 [J], 王建冈;阮新波;陈乾宏
3.倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器的控制系统设计 [J], 孙强;郑湘渝;余娟
4.无损吸收倍流整流ZVS PWM 全桥变换器 [J], 段东东;郭庆吉;姬军鹏
5.改进型倍流整流电路ZVS PWM全桥变换器的参数设计及优化 [J], 王建冈;阮新波 因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买
一种在全负载范围内实现ZVS的有源箝位反激变换器
一种在全负载范围内实现ZVS的有源箝位反激变换器
0 引言
传统的反激变换器反激变换器，因其相对简单的电路结构以及能实现升降压功能而在DC
／DC场合中得到了广泛使用．但是，由于反激变换器的变压器同时还兼作为电路中的电感使
用，所以气隙较大，不可避免的漏感也较大。在电路原边开关管关断时，该漏感会和原边开
关管上的结电容产生寄生振荡，从而在原边丌关管上产生电压尖剌，使之承受高的电压应力，
同时，该振荡还是一个EMD源，给电路带来EMI方面的问题。传统的RCD箝位电路将存储在
变压器漏感中的能量，全都消耗在箝位电阻上，在一定程度卜缓解了这个压力，但是，降低
了电路的效率。如果采用一个有源箝位有源箝位的电路来取代传统的RCD箝位电路的话，就
能很好地解决这个问题。
1 有源箝位电路
典型的有源箝位电路。
有源箝位的反激变换器除了能将漏感上的能量反馈到输出，提高电路效率外，还具有以
下几个优点：首先，电压箝位效果良好，能减少开关管上的电压应力；其次，电路原边的主
管和辅管都可实现ZVS，从而减少电路的开关损耗。这个特性对于高压输入的场合特别重要。
由于开关管上的电压是谐振到零的，这样既限制了电压关断时的dv／dt，同时箝位电容和变
压器原边谐振电感的谐振还限制了副边整流管关断时的di／dt；通过恰当地设计箝位电容的
值，还可以实现副边整流二极管的ZCS，从而减少或消除了整流管的开关损耗和由于二极管
反向恢复引起的开关噪声，从而有效地减少了电路的EMI。
正是由于这些优点，有源箝位反激变换器受到厂业界的重视。该电路不但可以作为普通
的DC／DC变换器使用，而且还可以用作一个性能优良的PFC电路。
传统的反激变换器中存在着“电感电流连续(CCM)”和“电感电流断续
(DCM)”两种不同的工作状态。这两种不同的工作状态在有源箝位反激变换器当小也分
别体现不同的工作特点。CCM的有源箝位反激变换器和传统的反激变换器一样，在一个开关