有源钳位正激变化器的工作原理
《有源钳位电路》课件
动态性能分析
总结词
动态性能是指有源钳位电路在输入信 号发生变化时的响应速度和稳定性。
详细描述
动态性能分析主要关注电路的上升时 间、下降时间、延迟时间等参数。这 些参数决定了电路在信号处理中的实 时性能，对于高速信号处理和实时控 制系统具有重要意义。
可靠性分析
总结词
可靠性是有源钳位电路在实际应用中稳定性和可靠性的重要保障，它涉及到电路的寿命 、故障率等因素。
电路调试与测试的方法
静态调试
电磁兼容性测试
检查电路板的接线是否正确，各元件 的参数是否符合设计要求。通过测量 各点的电压和电流，判断电路是否正 常工作。
检查电路是否符合电磁兼容性标准， 如辐射骚扰、传导骚扰等。使用专业 的测试设备进行电磁兼容性测试。
动态测试
在给定的输入信号下，观察电路的输 出信号是否符合预期。使用示波器、 信号发生器和测量仪表等工具进行测 试。
在电力系统中的应用
总结词
有源钳位电路在电力系统中起到稳定电压、 提高供电质动会对用电设备造成影响 ，有源钳位电路能够实时监测电压值，当电 压出现波动时，迅速进行调节，保持电压稳 定，从而提高供电质量，保护用电设备。
有源钳位电路的发展趋势与
06
展望
新材料、新工艺的应用
详细描述
全波有源钳位电路主要由整流器、滤波器、电容器、开关管 和变压器组成。通过变压器的作用，全波有源钳位电路能够 将输入电压进行升压或降压，从而更好地利用输入电压，提 高电源效率。
多相有源钳位电路
总结词
多相有源钳位电路是一种具有多个相位的有源钳位电路，主要用于实现多相整流和多相电机驱动等应 用。
在新能源领域的应用前景
光伏逆变器
有源钳位电路在光伏逆变器中具有重要作用 ，可提高逆变效率，降低成本。
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法刘耀平(深圳华德电子有限公司，广东深圳518066）摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。
增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。
基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。
实验结果验证了理论分析和设计方法。
关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t大，EMI问题难以处理。
为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和d i/d t，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。
因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。
本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。
2正激有源钳位变换器的工作原理如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关S a（带反并二极管）和储能电容C s，以及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
变压器正激有源钳位的选择及误区介绍
变压器正激有源钳位的选择及误区介绍变压器正激有源钳位，对设计人员来说主要青睐的就是它的简捷、性能和效率，现得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用(50W 至 500 W范围)的出色选择。
在高功率密度模块电源中，同步整流技术成了必须的选择，而正激有源钳位其主要的性能优势在于为绕组自驱的同步整流提供了非常理想的驱动波形，绕组自驱动同步整流电路简单、器件少、为设计者节约了布板空间和产品成本，因此被主流的模块电源厂家普遍接受应用。
正激有源钳位的种类和选择：钳位管上钳位拓扑和钳位管下钳位拓扑，上钳位电路采用N MOS管，下钳位电路采用PMOS管，那么在实际的设计中我们如何选择呢?我们看上钳位MOS管和变压绕并联，和开关管串联，而下钳位管是和开关管并联，和变压器绕组串联，绕组电压要低于开关电压，所以在实际设计中高压的PMOS管不容易找，根据这个特点，在高输入电压中如200V以上的设计中我们要考虑使用上钳位，但是上钳位因为MOS管的S脚是接在浮动点上，所以驱动电路必须设计成隔离驱动，这个驱动增加了成本和电路复杂，所以在低压的模块电源应用中，大多数都是采用PMOS管下钳位电路，因为其PMOS管电压不高，而且驱动电路简单。
正激有源钳位的原理和误区：钳位管被关断后，开关管还没有导通的死区时间里，反向流动的谐振电流被钳位开关强制关断，而根据电感电流惯性作用，需要继续向电感流动，这时将抽取存储在开关管结电容里的能量，而结电容要远远小于钳位电容，存储的能量也非常小，所以结电容的电压迅速下降，也就是开关管的VDS电压迅速下降。
在理想状态下可以理解下降到零，但仪器仪表世界网称实际情况是，当VDS电压下降到Vin电压时，也就原边绕组电压下降到0V后，如果继续下降将造成原边绕组的电压变成上正下负的电压，这个电压被折算到副边，将导致副边的整流管导，副边绕组传输能量。
这个过程将产生一个上正下负的电流，而我们的谐振电流确是一个下负上正的电流，这个两个反向的电流将互相制衡，使得VDS电压维持在一个动态平衡的作用上。
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容是一种特殊的电容工作原理，它通过不断变化电路的工作状态来实现电容的正激。
下面是具体的工作原理：
1. 初始状态：在没有外部信号时，有源钳位正激钳位电容内部的电路处于关闭状态，电容两端电压为0。
2. 正激开始：当外部信号输入时，根据信号的变化，电容两端会产生相应的电压变化。
这个过程中，有源钳位正激钳位电容内部的电路会根据电压变化自动切换工作状态，以实现电容的正激。
3. 工作状态切换：根据输入信号的正负变化，有源钳位正激钳位电容会通过内部的开关电路，选择性地切换工作状态。
具体来说，当输入信号为正时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与电源相连，使其被正激。
反之，当输入信号为负时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与地相连，使其被反激。
4. 反激和正激：在工作状态切换的过程中，根据输入信号的变化，有源钳位正激钳位电容会不断地进行反激和正激。
这样，电容两端的电压就能随着输入信号的变化而正常响应。
总结起来，有源钳位正激钳位电容通过内部的开关电路，根据输入信号的变化，选择性地切换工作状态，从而实现电容的正
激。
这种工作原理使得有源钳位正激钳位电容能够有效地响应输入信号的变化，并将其转化为电压输出。
有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计
有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计摘要：开关稳压电源取代晶体管线性稳压电源已有30多年历史。
最初的开关电源一问世其电能转换效率就已经达到了60%-70%，转换效率可达到线性电源的一倍。
因此开关电源引起了人们的广泛关注。
随着社会进步，开关电源应用越来越广泛，对开关电源也提出新的要求。
开关电源要小型轻量，包括磁性元件和电容的体积重量要小。
此外要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。
DC-DC变换器是开关电源的主要组成部分，它是电能转换的核心，涉及到体积，转换效率等各方面的要求。
本文主要介绍有源钳位单端正激式DC/DC变换器的设计方法。
关键词：DC-DC变换器；有源钳位；设计；输入电压为28.5±5V，输出电压为12V，输出功率为50W。
一、占空比的设计当主开关管Q1开通时，变压器原方绕组所承受的电压为，Q1截止时，原方绕组承受的反向电压为钳位电容上的电压。
假设足够大，则在Q1截止期间，可以认为保持不变，则根据伏-秒积平衡可以得到：（5-1）则不难得到：（5-2）当主开关管Q1关断时，漏源电压应力为：（5-3）综合式（5-1）、（5-2）、（5-3）式可得（5-4）在相同的N、下，当输入电源电压增大时，占空比D减小。
从式（5-4）可以看出，当D变化时，开关管电压应力也随之变化。
当D=0.5左右变化时，的值变化不大，也就是说，当输入电压变化比较大时，开关管电压应力变化不大，因此有源钳位正激变换器特别适用于宽输入电源电压场合。
一般D最大可以取到0.75左右。
在设计开关电源时，应该合理选择占空比，使得当输入电压为最大和最小值，开关管的电压应力相等。
由式（4-4）可得：，（5-5）由式（5-2）可知，欲使得输入最大电压和最小电压时开关管电压应力相等，则须满足以下条件：（5-6）则可以算得=0.412，=0.588，N=1.15为了便于高频变压器的制作，取N=1，则根据式（4-4）可以得到：=0.358，=0.511二、主开关管的选择选择MOSFET的原则是：MOSFET的额定电压和电流值不小于变换器中MOSFET所承受的最大电压和最大电流，一般应该为两倍。
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势— Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。
虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。
正激变换器来源于降压结构。
两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。
正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。
正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。
对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。
图1：降压和前向拓扑结构图 1 显示了降压和正激转换器之间的相似之处。
注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。
Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。
图2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。
这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。
励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。
确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。
当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。
变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。
漏感可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。
这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。
图2 转换模式有源箝位电路的工作图3a 图3b图3c图 3a 到 3c 表示了有源箝位正激电源转换器的主要工作步骤。
在时刻t0 时，主功率开关（Q1）导通，在变压器初级施加一个VIN。
变压器次级绕组电压为VIN x Ns/Np。
此时的初级电流包括两个部分：来自输出电感的映射电流(IL x Ns/Np)；以及在激磁电感（Lm）中上升的电流。
有源钳位正激电路工作原理
有源钳位正激电路工作原理
有源钳位正激电路是由两个二极管组成的，二极管的反向恢复时间与二极管的反向恢复时间相等，因此在反向恢复时间内，二极管承受反向电压，使二极管两端的电压很低。
当开关管处于开通状态时，电流从零开始上升，二极管承受很高的正向压降，它在开通阶段将会有很高的反向恢复电流。
如果二极管的导通时间较长时，就会出现反向饱和，而使电流在短时间内上升到很高的数值。
因此有源钳位正激电路中通常使用一个箝位二极管。
在这种电路中，由于两个二极管所承受的反向电压都是很高的，因此它们承受的峰值电压也是很高的。
在一个周期内，如果第一个二极管上流过很大的正向电流，而第二个二极管上流过较小的正向电流，则它们将会有一个峰值电压。
当它们同时达到这个峰值电压时，这两个二极管就会被击穿。
有源钳位正激电路中最常见的钳位二极管是CJ1 (或CJ2)和CJ3 (或CJ4)。
—— 1 —1 —。
有源钳位电路的工作原理
有源钳位电路的工作原理
有源钳位电路是一种电子电路，用于限制输入信号的幅值在输出信号的某个特定范围内工作。
它由一个有源元件（通常是操作放大器）和一些被动元件（如电阻、电容）组成。
有源钳位电路的工作原理如下：
1. 当输入信号的幅值小于特定范围的下限时，有源钳位电路表现为一个正常的放大器。
输入信号经过放大并输出。
2. 当输入信号的幅值超过特定范围的上限时，有源钳位电路会自动调节输出信号，将输出信号限制在该特定范围内。
这是通过负反馈机制实现的。
3. 当输入信号的幅值在特定范围内时，有源钳位电路也会正常放大输入信号，并输出。
有源钳位电路常用于信号处理和测量应用中，它可以限制输出信号的幅值，防止信号过载和失真。
同时，它还可以消除直流偏移和噪声幅度的变化。
总之，有源钳位电路通过调节放大器的增益，使得输入信号的幅值在特定范围内，从而保证输出信号的稳定性和准确性。
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第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]o(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2) 在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网， 有利于变换器效率的提高；(3) 变压器磁芯双向对称磁化，工作在 B-H 回线的第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同 步整流电路的复杂度图2-2高边有源箝位电路 Fig. 2-2 High-Side a ctive c lamp c ircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常^C oOs3^rD3 F VT4D4，oos4CoRIfl VT3图2-1低边有源箝位电路 Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuitVin VT2N1:N2■■'Lo'VT1 D1相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。
本设计采用的是如图2-1所示的低边箝位电路。
在此对这两种电路的不同点做一个简要的分析。
(1)箝位电路的构成如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开关管的两端，一般称之为低边箝位电路。
如图2-2所示的有源箝位电路由一个N沟道功率MOSFET和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝位电路。
这两种电路之所以选用的功率MOSFET的沟道不同，主要是因为其内部体二极管的导通方向不同。
对于相同的电压和相同的模片区域，P沟道功率MOSFET比N沟道功率MOSFET的通态电阻要更高，通态损耗要更大，而且价格也要更贵。
(2)箝位电容上的电压忽略电路中漏感的影响，根据变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：V in(2-1)1 D由式(2-1)可知，V c的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路。
同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：V c 黑(2-2)1 D由式(2-2)可知，V c的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路。
(3)栅极驱动的实现方法箝位电路选择的不同，对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不同。
对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说，箝位开关管VT2要采用浮驱动，因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现。
而低边箝位电路的箝位开关管为P型管，那么对于它的驱动来说，只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现。
相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说，高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦而且成本也较高。
关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法将在以后的章节中进行详细地论述。
本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单，不需要外加驱动变压器。
此外，许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列的P沟道功率MOSFET,因而在选取器件时已经没有了很大的限制。
2.2有源箝位正激变换器的工作原理基于上面的分析，本文采用的是低边箝位电路，其主电路拓扑结构如上图2-1所示。
在图2-1所示电路中，VT为主功率开关管，箝位电容C c和箝位开关管VT?串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管VT两端。
L m为励磁电感，L r为变压器漏感和外加电感之和。
C r为主功率管V「、箝位开关管VT2的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和。
变压器的副边由VT3、VT4构成自驱动的同步整流电路，以减小开关的损耗，提高变换器的效率。
L。
为输出滤波电感，C o为输出滤波电容。
为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下的假设：(1)所有功率开关器件都是理想的。
⑵箝位电容C c远大于谐振电容C r。
(3)输出滤波电感L o足够大，则其上的输出电流不变，可以认为是一个恒流源，同理，输出滤波电容C o足够大，则其上的输出电压不变，为一个恒压源。
(4)谐振电感L r远小于励磁电感L m。
(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为n=N!:N2。
(6)为了使主管能完全实现ZVS开通，谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示图2-3有源箝位正激变换器的主要参数波形Fig. 2-3 Waveforms of a ctive c lamp forward converter图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个工作模式，其工作过程 如下： ⑴工作模式1(t o ~t !)在t t o 时刻，同步整流管的体二极管D 3、D 4换 流结束，同步整流管VT 3导通，输入能量通过变压器和整流管 VT 3传送到输 出负载。
因为此前VT 3的寄生二极管D 3处于导通状态，因此整流管VT 3实现 了零电压开通。
在该工作阶段内，谐振电感 L r 和变压器原边励磁电感L m 上 的电流在输入电压V in 作用下线性增长，这一时间段的等效电路拓扑如图2-4 所示：在这段时间内有:在t t 1时刻， 阶段结束。
这个时间段的长度由变换器的占空比决定。
(2)工作模式2(t 1~t 2)在t t 1时刻，主功率开关管VT 1关断，在谐振电 容C r 的作用下，主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升， 因而VT 1实现了零 电压关断。
因为变压器副边电压 V m /n V gsth依然成立，所以副边同步整流i L tmi L t 0V in L m +L rt t 。
i L rtI oI on i L t i L mt 0% L m +L rt 0I o n(2-3)VT 1关断，该工作主功率开关管VT 1上的驱动信号消失, Fig. 2-4 State 1(t o ~t i )在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小:管VT 3仍然导通，输出电流通过整流管VT 3。
在该工作阶段内，谐振电容C r 、 谐振电感L r 和励磁电感L m 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如 图2-5所示：D2图2-5工作模式2 Fig. 2-5 State 2(t 1 ~t 2 )在这一时间段内有:式中:两端的电压能迅速增长，因此上式可改写为:iLr ti Lr t 1V int t1 L l1Z 1V inI Lr 【1. , L L 1L m +L ri Lr L 1U cr ti Lr t 1Z 1 1t t l t t 1C r(2-5)i |_r ti Lr bCOS 1 t t 1 血sin 乙1t t 1(2-4)u cr tV in1cos 1 t t 1i Lr t 1乙 sin 1 t t 1L m +L ；C r为谐振电路的特征阻抗 1.L m+L r *6为谐振电路的角频率因为谐振电容G 很小，谐振电路的特征阻抗 乙很大，所以谐振电容C rVT1T3到t t 3时刻，谐振电容C r 上的电压谐振到U cr U c t 。
，该谐振阶段结V m t V in V cr t % 当t t 2时刻，变压器两端的电压下降到 工作过程结束。
i Lr t 2C r t t 20V ，即：V m 0，U cr V in ，该 (2-6) (3)工作模式3(t 2~t 3)在t t 2时刻，副边同步整流管的寄生二极管 D 3 和D 4开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V ，则此时变压器原边激磁 电流i Lm i Lm t 2保持不变。
在该工作阶段内，谐振电容 C r 和谐振电感L r 一 起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图 2-6所示，那么在这一时间段内有： i Lr t i Lr t 2 cos 2 t t 2 U cr tV ini Lr t ?Z ? Sin 2 t(2-7)式中: 、C r 为谐振电路的特征阻抗 1- 为谐振电路的角频率■ Lr *C rRFig. 2-6 State 3住2“3)束。
t 4时刻，谐振电感上的电流为：Lr i Lm从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的 是相对高导电阻的同步整流管的体二极管 D 3和D 4。
(4)工作模式4 (t 3~t 4)在t t 3时刻，箝位开关管VT 2的寄生二极管D 2 导通，该工作阶段内，激磁电流i Lm i Lm t 2保持不变，C c +C r 和谐振电感 L r 一起进行谐振，变压器进入磁复位过程，因为电流i Lr 是正向的，在这个阶段可以给箝位管VT 2以导通信号，从而使VT 2实现零电压开通。
这一时间 段等效电路拓扑如图2-7所示：在这一时间段内有:式中:Lr为谐振电路的特征阻抗 C c +C r1 -为谐振电路的谐振角频率L r* Cc+C r当t为0,而D 4上的电流则上升为负载电流，体二极管i Lr t i Lr t 3COS 3t t 3U cr tV in i Lr t 3Z 3 sinV inV Ct 0Z 3t t 3V C t 0V insin 3t t 3COS 3 t t 3(2-8)t 3，此时D 3上的电流降D 3、D 4换流完成，该谐RFig. 2-7 State 1(t 3~t 4)振阶段结束从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段内，原边电流和副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS管通道，因而造成了导通损耗的增加。