反激钳位电路设计方法
一种有效的反激钳位电路设计方法
0 引言
单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。
1 漏感抑制
变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。
设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。
2 RCD钳位电路参数设计
2.1 变压器等效模型
图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。
2.2 钳位电路工作原理
引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：
当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。 就是反射电压
均是将反射电压吸收了部分 实验表明，C越大，这儿就越平滑
实验表明R或C值越小就会这样，R太小，放电就快，C太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。
1)若C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图3(a)；此句有道理，因为初级电流下降时次级电流开始上升。
2)若C值特别大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近，即钳位电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图3(b)；实验表明R或C值越小就会这样，但不一定会到零，R太小，放电就快，C太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。
3)若RC值太小，C上电压很快会降到副边反射电压，故在St开通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图3(c)：
4)如果RC值取得比较合适，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C上能量恰好可以释放完，见图3(d)，这种情况钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。
第2)和第3)种方式是不允许的，而第1)种方式电压变化缓慢，能量不能被迅速传递，第4)种方式电压峰值大，器件应力大。可折衷处理，在第4)种方式基础上增大电容，降低电压峰值，同时调节R，，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，之后RC继续放电至S1下次开通，如图3(e)所示。本人认为此分析清楚地说明RC放电时间常数要大于开关周期，至少要大于截止时间，也就是RC振荡频率小于开关频率。
2.3 参数设计
S1关断时，Lk释能给C充电，R阻值较大，可近似认为Lk与C发生串联谐振，谐振周期为TLC=2π、LkC，经过1／4谐振周期，电感电流反向，D截止，这段时间很短。由于D存在反向恢复，电路还会有一个衰减振荡过程，而且是低损的，时间极为短暂，因此叮以忽略其影响。总之，C充电时间是很短的，相对于整个开关周期，可以不考虑。本人认为这讲的极有道理，开关管截止时间里充电过后就要放电，所以在实际实验中如果R太小还没到开关管导通C的电已放完了，故出现了一个平台，这时会消耗反射电压的能量，所以R的取值一定要使C的放电电压在开关管导通时不小于反射电压。在进入到导通时间后C的电压为负值，千万不要认为是某个电压对C反向充电，本人认为是开关管导通后呈现的低电位。
对于理想的钳位电路工作方式，见图3(e)。S1关断时，漏感释能，电容快速充电至峰值Vcmax，之后RC放电。由于充电过程非常短，可假设RC放电过程持续整个开关周期。
RC值的确定需按最小输入电压（但有的书上说是按最大值，实际测试表明似乎应是最大值），最大负载，即最大占空比条件工作选取，否则，随着D的增大，副边导通时间也会增加，钳位电容电压波形会出现平台，钳位电路将消耗主励磁电感能量。
对图3(c)工作方式，峰值电压太大，现考虑降低Vcmax。Vcmax只有最小值限制，必须大于副边反射电压
可做线性化处理来设定Vcmax，如图4所示，由几何关系得此公式一时难以理解
为保证S1开通时，C上电压刚好放到需满足
将(1)式代入(2)式可得
这个公式有误，应该是
对整个周期RC放电过程分析，有
根据能量关系有
式中：Ipk／Lk释能给C的电流峰值将式(1)和式(4)代人式(5)，得
同理这公式有错误应是除以LnDon.
结合式(3)，得
应是
电阻功率选取依据
式中：fs为变换器的工作频率。
3 实验分析 输入直流电压．30(1±2％)v，输出12V／lA，最大占空比Dmax=0.45，采用UC3842控制，工作于DCM方式，变压器选用CER28A型磁芯，原边匝数为24匝，副边取13匝。
有关实验波形如图5~图8所示。
图7显示在副边反射电压点没有出现平台，说明结果与理论分析吻合。
4 结语
按照文中介绍的方法设计的钳位电路，可以较好地吸收漏感能量，同时不消耗主励磁电感能量。经折衷优化处理，既抑制了电容电压峰值，减轻了功率器件的开关应力，又保证了足够电压脉动量，磁芯能量可以快速、高效地传递，为反激变换器的设计提供了很好的依据。
网上相关人员讨论：
1．关于吸收电路的问题，很有分析的必要，我也曾对此仔细分析过。我再分析一下，你可以按照这个思路自己进行计算。
开关管漏极上的电压由三部分组成：电源电压，反击感应电压(等于输出电压除以杂比)，漏感冲击电压。
吸收电路，一定要让他只吸收漏感冲击电压，而不要对另外电压起作用，那样不仅会增大吸收电阻的负担，还会降低开关电源的效率。
首先计算吸收电阻的功耗，如果能做到只对漏感能量吸收，那么他的功率容量应该是漏感功率的1.5-2倍。
漏感的量能为0.5*Ls*Ip*Ip*f，f=工作频率，Ls=漏感，Ip关断时的开关管峰值电流，这样算出来的结果是很准确的。
由于吸收电容的另一端是接在正电源上的，所以它的电压只有两部分：反击感应电压(等于输出电压除以杂比)，漏感冲击电压。电压是一个微分波形，也就是电容放电波形，随着放电，电压会越来越低，当开关管的截止期结束时，一定不要让电压下降到反激感应电压以下，否则就会损耗“本体”能量。
再计算吸收元件的数值，电容太小时，漏感能量灌入后，电压会突升的太高，有可能击穿开关管，可以根据你的开关管耐压，和你希望的振铃高度，确定一个峰值电压，比如100伏，截止期结束时，我们给他定一个终止电压，比如50伏，这样，就可以计算出吸收电容的数值来：
原理是，电容电压变化量所导致的能量差 = 一个周期的漏感能量。（上面的公式5）
假设反激感应电压为U，那么电容电压的最大值就是(U+100)，最小值就是(U+50)，电容中的能量有一个计算公式，Ec=0.5*C*U*U，
所以，能量差就是：Ech-Ecl=0.5*C*((U+100)*(U+100)-(U+50)*(U+50))，U是已知的，能量差也是已知的，电容还算不出来吗？
最后计算吸收电阻。电容放电公式：u=Uo*exp(-t/τ)，t/τ=-ln((U+50)/(U+100))经本人推算应是t/τ=-ln((U+100)/(U+50))，或-t/τ=-ln((U+50)/(U+100))，掉了个负号原文作者在发贴时可能笔误，t=截止期时间(按正常工作时的截止时间计算)，可以算出τ，τ=RC吸收时间常数，那么吸收电阻不也就出来吗？本人认为这个讲的有道理.
2.按上述理论进行计算：
变压器初级电感L=632uH，漏感Llou= 29uH。
先算Ip: 假定最大输出功率时是DCM模式.
则 Pin = 0.5*Ls*Ip*Ip*f
Ip = (Pin/0.5*Ls*f)(0.5) = (P0/η*0.5*Ls*f)(0.5)
= (150/0.85*0.5*623*10(-6)*70*10(3))
= 2.7A
漏感的能量为0.5*Ls*Ip*Ip*f，f=工作频率，Ls=漏感，Ip关断时的开关管峰值电流
Wlou= 0.5*Ls*Ip*Ip*f
= 0.5 * 29*10(-6) * 2.7 * 2.7 * 70*10(3) = 7.3 W
由上面漏感能量数值可看出，漏感能量太大了，如果此能量全都由电阻来消耗，按两倍功率计算，要15W的电阻。这是无法办到的。
这么大的功耗，从上面计算可以看出，是由于初级Ip太大造成的。如果是几十W的电源，那么功耗就可以接受了。
对以上结果，请问计算有问题没有？有什么办法？
3．
是的，这个功耗是太大，漏感功耗没有别的去处，只能消耗在吸收电阻上。像这种功率较大的开关电源，一般都是工作在连续状态，否则，开关管的功率容量和磁芯的功率容量都得不到充分利用，还有一个问题，就是工作在不连续或者临界状态的变压器，由于其磁通变化量太大，变压器的发热量也是个不容忽视的问题。我上面没说，你的初级电感量太小，变压器可能工作在非连续状态。增大电感量，初级电流自然就降下来了。你可以这样计算：让磁通的变化量（p-p）/磁通平均值=0.3左右。
另外，如果电源的安全系数要求不是太高（医疗仪器要求高），可以适当减小初次级之间的绝缘厚度，以减小漏感，你的漏感量在正常的数值范围内，但不是特别的小，大功率的电源，漏感就是个很麻烦的问题
4.你好，非常感谢。
初级电感和漏感的数值在上面第十贴中写出来了，我是刚测的数据。
测时发现，初次级间不加铜皮屏蔽漏感小。这应是正常的吧。也可能是漏感加大
单端反激有源钳位和同步整流技术研究
单端反激有源钳位和同步整流技术研究
桑泉;涂俊杰;许育林
【摘 要】The active clamp techniques is usually used in the forwad
topology of DC/DC power supply. Study of active clamp and synchronous
rectifying techniques in single out of flyback topology is introduced. By
means of principle,de-signing of active clamp and synchronous rectifying
techniques apply to single out of flyback topology, mixed assembling
techniques of thick flim and modules to achieve the purpose of high
efficiency and high power density. By the 5 V/20 W power sample
machining and simulation testing,power density of the power sample is
50.8 W/inch3, power efficiency of the power sample is 89.2%,nose ripple of
the power sample is 43 mV. The power sample proves that this techniques
is efficient apptoaches to increase the power density of isolation DC/DC
power supply.%有源钳位技术通常只在正激DC/DC功率电源拓扑结构中。现介绍有源钳位和同步整流技术在反激拓扑结构中的应用及研究。通过有源钳位和同步整流应用到反激式拓扑中的原理设计技术,以及厚膜和模块立体混装技术,以达到电源高效率和高功率密度的目的。通过5 V/20 W电源样品设计和组装以及模拟试验,电源样品功率密度达50.8 W/inch3,效率为89.2%,纹波为43 mV。试验样品证明反激式有源钳位和同步整流技术是提高中小功率隔离电源功率密度的最有效技术途径。
反激式开关电源PCB设计要点
反激式开关电源PCB设计要点
反激电源整体原理图如图1所示。
图1开关电源从市电火线L和零线N进来后，有一个电流较大的保险管，如图1所示。这是因为板子上有其他市电交流负载，如交流电机等，当负载电流过大时，保护电路。该保险管电流参数需要根据实际负载功率计算选择。保险管后有一个压敏电阻（如图2所示），用于抑制浪涌和瞬时尖峰电压，当其两端电压高于其阈值时，压敏电阻值迅速下降，从而流过大电流，保护后级电路。在压敏电阻后又有一个电流较小的保险管（如图2所示），这才是真正针对板子开关电源的过流保护，防止电源电流过大，保护电路。保险管后的NTC电阻（如图2所示），用于抑制开机时的浪涌电流，因为刚开机时，NTC温度较低，电阻值很大，抑制电流过大；当在电流作用下，NTC电阻温度升高，电阻值下降到很小，不影响正常工作电流。安规X电容(如图2所示）用于滤除市电的差模干扰，其后的3个电阻主要用于给X电容放电，以符合安规要求，防止在切断市电输入时，人手触摸到金属端子有触电感。使用多个电阻的原因是分散承受电压和功率。共模电感（如图2所示）用于滤除共模干扰电流。
图2输入电容EC1在行业上有个3uF/W的通用原则，但需要注意的是该功率是输入功率而非输出功率，假设输出功率12W，效率为80%，则输入功率为15W，则输入电容至少为45uF，如图8所示。由于反激电源演变自Buck-Boost，其输入回路和输出回路均是电流不连续路径，因此均要控制回路面积越小越好。输入电容EC1要靠近电源芯片，如图3所示。同理，输出整流二极管和输出电容也应该靠近变压器。
图3RCD钳位电路用于吸收开关管关断时的Vds高压，防止损坏MOS管（电源芯片）。Layout时需将电容靠近变压器，电阻次之，如图4所示。
图4光耦用于反馈输出电压，并进行隔离，II型补充设计原理图参考上述的文章，在此不再赘述。光耦反馈回路的初级GND最好不要和大电流路径的初级GND共用，以免受到干扰影响导致输出电压波动，因此采用单独拉一根GND地线到EC1的公共地，形成单点接地，如图5所示。
反激变换器设计笔记
第1章 反激变换器设计笔记
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性
能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离
双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
图 1 基于NCP1015 的反激变换器
1.1 概述
基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率
（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结
构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
1.2 设计步骤
图 2 反激变换器设计步骤
接下来，参考图 2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器。
1. Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：V
inmin_AC 及V
inmax_AC
------电网频率：f
line（国内为50Hz）
------输出功率：（等于各路输出功率之和）
1122ooutoutoutoutPVIVI=×+×+L （1）
------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85） 根据预估效率，估算输入功率：
o
inP
P
η= （2）
对多路输出，定义K
L（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
()
()on
Ln
oP
K
P= （3） 单路输出时，K
L（n）=1.
（范例）Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：90～265VAC
------电网频率：f
line=50Hz
------输出：
（主路）Vout1=5V，Iout1=1A；
（辅路）Vout2=15V，Iout2=0.1A
则：
11226.5
ooutoutoutoutPVIVIW=×+×=
------预估变换器的效率：η=0.8
则：8.25o
inP
PW
η==
有源钳位反激 效率
有源钳位反激（Active Clamped Flyback）是一种常见的开关电源（Switch
Mode Power Supply, SMPS）拓扑结构。在深入探讨其效率之前，我们首先需要理解有源钳位反激的工作原理。
在有源钳位反激中，开关管在原边绕组上产生磁化能量，并通过副边绕组传递能量至负载。同时，为了控制磁化能量的释放，钳位电路被引入。这个电路由一个二极管和电容组成，它的作用是在开关管关闭时吸收部分磁化能量，从而降低绕组上的电压。
这种电路设计的优势在于其高效率。原因在于，由于钳位电路的存在，绕组上的电压被限制在一个较低的水平。这不仅减少了开关管的电压应力，也降低了能量在电路中的损耗。因此，有源钳位反激在中小功率应用中表现出较高的效率。
然而，要实现高效率，还需要注意几个关键因素。首先，开关管的选取对效率有直接影响。选择具有低导通电阻的开关管可以有效降低损耗。其次，钳位电容的大小也需要优化，以平衡磁化能量的吸收与电压的钳位效果。此外，原边绕组的匝数和副边绕组的匝数也需要根据实际需求进行合理设计。
在实际应用中，有源钳位反激的效率通常可以达到90%以上。这主要得益于其独特的工作原理和电路设计。与传统的反激电路相比，有源钳位反激通过引入钳位电路有效降低了损耗，提高了效率。
综上所述，有源钳位反激的高效率主要得益于其创新的电路设计和优化的元件参数。在实际应用中，这种拓扑结构展现出了良好的性能和效率，使得它在各种电源应用中具有广泛的应用前景。
正激、反激、双管反激、推挽开关电路小结
正激、反激、双管反激、推挽开关电路⼩结
开关电源电路学习⼩结
1.正激（Forward）电路
正激电路的原理图如图1所⽰：
图1、单管正激电路
1.1电路原理图说明
单管正极电路由输⼊Uin、滤波电容C1、C2、C3，变压器Trans、开关管VT1、⼆极管VD1、电感L1组成。
其中变压器中的N1、N2、N3三个线圈是绕在同⼀个铁芯上的，N1、N2的绕线⽅向⼀致，N3的绕线⽅向与前两者相反。
1.2电路⼯作原理说明
开关管VT1以⼀定的频率通断，从⽽实现电压输出。当VT1吸合时，输⼊电压Uin被加在变压器线圈N1的两边，同时通过变压器的传输作⽤，变压器线圈N2两边产⽣上正下负的电压，VD1正向导通。Uin的能量通过变压器Tran传输到负载。
由于N3的绕线⽅向与N1的相反，VT1导通时，N3的电压极性为上负下正。
当VT1关断时，N1中的电流突然变为0，但铁芯中的磁场不可能突变，N1产⽣反电动势，⽅向上负下正；N3则产⽣上正下负的反向电动势，多出的能量将被回馈到Uin。
通过上述内容可以看到W3的作⽤，就是为了能使磁场连续⽽留出的电流通路，采⽤
这种接线⽅式后，VT1断开器件，磁场的磁能被转换为电能送回电源。
如果没有N3，那么VT1关断瞬间要事磁场保持连续，唯有两个电流通路：⼀是击穿开关；⼆是N2电流倒流使⼆极管反向击穿。击穿开关或⼆极管，都需要很⾼电压，使击穿后电流以较⾼的变化率下降到零；⽽很⾼的电流变化率（磁通变化率）⾃然会产⽣很⾼的感⽣电动势来形成击穿电压。
由此可见，如果没有N3，则电感反向时的磁能将⽆法回收到电源；并且还会击穿开关和⼆极管。
1.3⼩结
1)正激电路使⽤变压器作为通道进⾏能量传输；
2)正激电路中，开关管导通时，能量传输到变压器副边，同时存储在电感中；开关管
关断时，将由副边回路中的电感续流带载；
3)正激电路的副边向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度基本是稳定的。正激输
出电压的瞬态特性相对较好；
4)为了吸收线圈在开关管关断时时的反电动势，需要在变压器中增加⼀个反电动势吸收绕组，因此正激电路的变压器要⽐反激电路的体积⼤；
开关电源钳位电路原理
开关电源钳位电路原理
嘿，朋友！你要是捣鼓过开关电源，那肯定对钳位电路不陌生。这钳位电路啊，就像是电源里的一个小保镖，默默地守护着整个电路的正常运行，可神奇了呢！
我有个朋友叫小李，他之前在做一个小的开关电源项目的时候，就被电路里莫名其妙出现的尖峰电压搞得焦头烂额。他就跑来问我：“这尖峰电压是啥玩意儿啊？就像个捣蛋鬼一样，把我的电路都快搞坏了！”我就跟他说啊，这尖峰电压在开关电源里经常出现，要是没有钳位电路，那可就像家里没装门锁，小偷（尖峰电压）随时能闯进来搞破坏。
那钳位电路到底是怎么个原理呢？咱得先从开关电源的工作过程说起。开关电源就像一个超级忙碌的快递员，不停地把电能从一个地方送到另一个地方。在这个过程中，当开关管突然断开或者导通的时候，就会像平静的湖水里突然扔进一块大石头，激起很大的浪花，这个浪花就是那些不需要的电压波动，也就是尖峰电压。
咱就拿一个简单的反激式开关电源来说吧。当开关管导通的时候，变压器初级绕组就像一个小仓库开始储存能量。这时候电流就像一群勤劳的小蚂蚁，源源不断地往仓库里搬东西。突然，开关管断开了，那些小蚂蚁没地方去了，就会引起很大的混乱，这个混乱就表现为电压的突然升高，也就是尖峰电压。这尖峰电压要是不管它，就像任由一个调皮的孩子在瓷器店里乱跑，那些脆弱的电子元件可就要遭殃了。
这时候钳位电路就闪亮登场了。钳位电路有很多种类型，比如说二极管 - 电容钳位电路。这个电路就像是一个精准的水位控制器。二极管就像一个单向的小阀门，只允许电流往一个方向走。电容呢，就像一个小水库，它能储存电能。当尖峰电压出现的时候，就像洪水来了，二极管这个小阀门打开，尖峰电压就像洪水一样往电容这个小水库里流。电容把这些多余的电压储存起来，就像水库把洪水储存起来一样，这样就避免了尖峰电压在电路里横冲直撞，破坏其他元件。
还有一种是稳压二极管钳位电路。稳压二极管就像一个有脾气的小卫士。它有一个固定的稳压值，就像小卫士有一个坚守的底线。当电压超过这个底线的时候，稳压二极管就像被激怒了一样，开始工作。它会把多余的电压给消耗掉，就像把那些不遵守规则的能量给消灭掉。我跟小李解释的时候就说：“你看，这个稳压二极管就像个超级英雄，电压一超标，它就挺身而出，把坏家伙（尖峰电压）给制服了。”小李听了就哈哈大笑，说：“原来如此啊，这钳位电路还真是个大功臣呢！”
ACF反激电路工作原理
ACF反激电路⼯作原理
有源钳位反激电路⼯作原理1、前⾔
传统的硬开关反激变换器功率开关管电压、电流应⼒⼤，变压器的漏感引起电压尖峰，必须采⽤⽆源RCD吸收电路进⾏箝位限制，RCD吸收电路的电阻R产⽣额外的功率损耗，降低系统效率，如图1所⽰。如果将RCD吸收电路的电阻R去掉，同时将⼆极管换成功率MOSFET，这样就变成了有源箝位反激变换器，通过磁化曲线在第⼀、第三象限交替⼯作，将吸收电路的电容Cc吸收的电压尖峰能量，
回馈到输⼊电压，从⽽实现系统的正常⼯作。2、有源箝位反激变换器⼯作原理
⾮连续模式DCM有源箝位反激变换器电路结构及相关波形如上所⽰，图中的各个元件定义如下：Lm：变压器初级激磁电感Lr：变压器初级漏感
Lp：变压器初级总电感，
Lp=Lm+Lr
n：变压器初级和次级的匝⽐，n=Np/Ns
Q1：主功率开关管，DQ1、CQ1为Q1寄⽣体⼆极管和寄⽣
输出电容Cc1：Cc1=Cc+CQ1+Cto Qc：箝位开关管，DQc、CQc 为Qc寄⽣体⼆极管和寄
⽣输出电容Do：次级输出整流⼆极管Cc：箝位电容
Cr：CQ1、CQc以及其它杂散谐振电容Cto总和，
Cr=CQ1+CQc+Cto Vsw：Q1的D、S两端电压Vin：输⼊直流电压
Vo：输出直流电压
Vc：箝位电容
3、有源箝位反激变换器开关周期时序分解
每个开关周期根据其⼯作状态可以分为8个⼯作状态，各个⼯作模式的状态及等效电路图分别讨论如下：
图2：有源箝位反激变换器波形(⾮连续模式DCM)
在t0时刻，Q1处于导通状态，Qc、Do保持关断状态。Lp两端所加的电压为Vin，上端为Vin，下端为0V电位。Lp激磁，其电流从0开始，随着时间线性上升。磁芯内磁通量?与激磁电流成正⽐，随着时间线性上升。副边电感反向截⽌，整流⼆极管反向电压为-(Vin/n+Vo)。
图3：模式1(Q1导通，Qc、Do关断)
在t1时刻，Q1关断，Qc 、Do 保持关断状态。Q1关断后，Lp 和Cr 谐振，激磁电流对1Q C 充电，对QC C 放电，Vsw 电压谐振上升。
反激式开关稳压电源的设计报告
第1页 开关稳压电源
（严斌，吴贵第，朱金章）
摘要
本系统采用反激变换器实现DC-DC变换，以基于UC3842的最小系统为控制单元，通过对输出电压不断地采样，反馈输出变化，调整占空比使输出稳定，保证系统稳定可靠地工作36~60VDC。
1.设计任务与要求
1.1设计任务
设计并制作一个小功率开关稳压电源示意图如下：
EMI
滤波
电路 整流
滤波
电路 开关
变换
电路 输出
整流
滤波
控制器 反馈
电路 辅助
电源
电路 输出
小功率开关电源原理框图 输入
1.2设计要求
1）输入电压：36~60VDC
2）输出电压：6.5VDC
3）输出电流4A
4）效率与纹波自取
说明:虚线框内电路不用制作。
2.方案比较与选择
方案1：采用分立元件，例如自激式开关稳压电源，电路原理图如下：
输入电压为AC220v，50Hz 的交流电，经过滤波，再由整流桥整流后变为直流，通过控制电路中开关管的导通和截止使高频变压器的一次测产生低压高频电压，经由小功率高频变压器藕合到二次测，再经整流滤波，得到直流电压输出。为了使输出电压稳定，用了TL431 取样，将误差经光耦合放大，通过PWM 来控制开关管的导通与截止时间（即占空比），使得输出电压保持稳定。
由上可见，这种方案电路比较复杂，调试难度大，所以不可行。
第2页
方案2：采用电源专用芯片如LM3485，其典型电路如下：
这种方案虽然简单、性能可靠，但采用了专用芯片可能有违设计目的。
方案3：DC-DC变换采用反激型变换器，用UC3842芯片根据电源输出电压与设定值之差，通过误差放大器改变占空比，直接控制电源的工作。此方案电路简单，可控性强，对于低功率的电路很适用。
通过对各种方案可行性、复杂程度、系统指标等方面的比较，综合各方案的优缺点，我们采用第三种方案。
第3页
3、系统硬件设计
3.1系统的总体设计
3.1.1 设计思想
以基于UC3842的最小系统为控制单元，产生固定频率的PWM波，通过驱动电路使POWER-MOSFET管工作于开关状态，从而将输入的36~60V直流电压“斩波”为与PWM波频率相同的脉冲波，脉冲波再通过整流滤波电路输出为6.5V的直流电压。根据整流原理，输出电压大约为脉冲波的平均电压，所以脉冲波的占空比决定平均电压的大小，通过改变PWM的占空比即可改变输出电压。
有源钳位反激 功率
有源钳位反激 功率
《有源钳位反激 功率》
有源钳位反激功率技术是一种用于提高电源转换器效率的先进技术。在传统的电源转换器中，由于开关管的导通和关断会导致损耗，因此功率转换效率较低。而有源钳位反激功率技术采用了一种新的控制方法，能够减小开关管的导通和关断损耗，提高功率转换效率，同时还能提高电路的响应速度和动态性能。
有源钳位反激功率技术的原理是利用一个额外的有源电路，使得在开关管导通或关断时，能够有效消耗能量，从而减少损耗和提高电路效率。这样一来，在电源转换过程中，就能够更有效地提供电能，降低能源消耗，减少碳排放，从而更好地保护环境。
有源钳位反激功率技术在实际应用中，不仅能够提高电源转换器的效率，还能够使得整个电源系统更加稳定可靠，提高了系统的安全性和可靠性。因此，在如今高能耗、高排放的社会环境下，有源钳位反激功率技术被越来越多地应用于各种电源转换器中，成为电源领域的一项重要技术。
总的来说，《有源钳位反激功率》技术的应用，不仅能够提高电源转换效率，还能够降低碳排放，保护环境，提高电路的稳定性和可靠性，对未来的电源系统发展具有积极的促进作用。
反激变换器设计笔记 2
1 / 21 第1章 反激变换器设计笔记
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
图 1 基于NCP1015 的反激变换器
1.1 概述
基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
1.2 设计步骤
图 2 反激变换器设计步骤
接下来，参考图 2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器。
1. Step1：初始化系统参数 2 / 21 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
------电网频率：fline（国内为50Hz）
------输出功率：（等于各路输出功率之和）
1122ooutoutoutoutPVIVI （1）
------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）
根据预估效率，估算输入功率：
oinPP
（2）
对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
()()onLnoPKP （3）
单路输出时，KL（n）=1.
（范例）Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：90～265VAC