高频感应加热电源功率器件MOSFET驱动电路
200kW_400kHz固态高频感应加热电源
图 １ 示出串联型逆变器的基本拓扑结构图。该 高频电源采用 ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ 变频结构，三相 ３８０Ｖ 交 流电经过三相 全控桥式整 流，整流后的 脉动直流电压 经过滤波环节 变为平滑的直 图 １ 串联型逆变器基本拓扑结构图 流电压后，送入高频逆变器，在感应线圈上产生方波 高频电压和正弦波高频电流。
图 ２ 示出锁相环的工作原理。由电流互感器检 测到的逆变器输出电流信号经过整形电路变成方波 信号后送入鉴相电路。同时，为了保证相位锁定后， 逆变器工作在小感性状态，从压控振荡器输出的反 映电压相位的信号经过延时后送入鉴相电路。鉴相
图 ２ 锁相环工作原理
４ 驱动电路设计
虽然 ＭＯＳＦＥＴ 是电压控制型器件，但由于存在 着输入电容，尤其是当多管并联时，该电容往往较 大，因此要求驱动电源有较大的驱动能力。本装置 单逆变桥的设计功率为 ５０ｋＷ，每个桥臂采用 ８ 只 ３６Ａ 的 ＭＯＳＦＥＴ 并联，单个 ＭＯＳＦＥＴ 的输入电容为 ５１８５ｐＦ，当逆变器工作频率为 ４００ｋＨｚ，正向驱动电 压为＋１５Ｖ，反向驱动电压为－ ５Ｖ，则每个桥臂所需要 的驱动电源功率 Ｐ＝ＣｉｓｓＵｇ２ ｆ ／２＝３．３Ｗ。
过大；当负载阻抗较大时，负载电流将达不到额定电 工作在小感性状态。
流，因此必须采取措施使负载的等值阻抗和电源的
额定阻抗相等或相近。在本装置中采用高频变压器
对负载阻抗进行匹配。
对于串联谐振型逆变器，有补偿电容器在变压
器初级补偿和次级补偿两种形式。采用初级补偿时，
匹配变压器不仅传递有功功率，而且还需要传递负
领域（如高频介质加热等行业）外，固态高频电源完全能取代电子管高频电源，而成为新一代感应加热电源的代表。
本文以 ＭＯＳＦＥＴ 作为逆变器的开关器件，以多管并联的方式开发出容量为 ５０ｋＷ 的单桥，然后以逆变桥并联的方式
大功率的MOSFET和IGBT驱动芯片
关键词：IGBT；驱动与保护；IXDN404引言绝缘栅晶体管IGBT是近年来发展最快而且很有前途的一种复合型器件，并以其综合性能优势在开关电源、UPS、逆变器、变频器、交流伺服系统、DC/DC变换、焊接电源、感应加热装置、家用电器等领域得到了广泛应用。
然而，在其使用过程中，发现了不少影响其应用的问题，其中之一就是IGBT的门极驱动与保护。
目前国内使用较多的有富士公司生产的EXB系列，三菱公司生产的M579系列，MOTOROLA公司生产的MC33153等驱动电路。
这些驱动电路各有特点，均可实现IGBT的驱动与保护，但也有其应用限制，例如：驱动功率低，延迟时间长，保护电路不完善，应用频率限制等。
本文，以IXYS公司生产的IGBT驱动芯片IXDN404为基础，介绍了其特性和参数，设计了实际驱动与保护电路，经过实验验证，可满足IGBT的实际驱动和过流及短路时实施慢关断策略的保护要求。
1 IXDN404驱动芯片简介IXDN404为IXYS公司生产的高速CMOS电平IGBT/MOSFET驱动器，其特性如下：--高输出峰值电流可达到4A；--工作电压范围4.5V～25V；--驱动电容1800pF<15ns；--低传输延迟时间；--上升与下降时间匹配；--输出高阻抗；--输入电流低；--每片含有两路驱动；--输入可为TTL或CMOS电平。
其电路原理图如图1所示，主要电气参数如表1所列。
表1 IXDN404主要电气参数符号参数测试条件最小值典型值最大值单位Vih输入门限电压，逻辑1空 3.5空空 VVil输入门限电压，逻辑0 空空空 0.8VVoh输出电压，逻辑1空 Vcc－0.025空空 VVol输出电压，逻辑0空空空0.025VIpeak峰值输出电流Vcc=18V4空空 AIdc连续输出电流Vce=18V空空 1Atr上升时间C1=1800pF Vcc=18V111215ns tf下降时间C1=1800pF Vcc=18V121417ns tond上升时间延迟C1=1800pF Vcc=18V333438ns toffd下降时间延迟C1=1800pF Vcc=18V283035ns Vcc供电电压空 4.51825VIcc供电电流Vin=＋Vcc空空10μA2 驱动芯片应用与改进图2为IXDN404组成的IGBT实用驱动与保护电路，该电路可驱动1200V/100A的IGBT，驱动电路信号延迟时间不超过150ns，所以开关频率图2由IXDN404组成的IGBT保护与驱动电路图1IXDN404电路原理图可以高达100kHz。
4000W超高频感应加热电源方案分享之驱动电路
4000W 超高频感应加热电源方案分享之驱动电路
在昨天的文章中，我们为大家分享了一种4000W 超高频感应加热电源的设计方案，并针对这一感应加热电源系统中的主电路设计情况，进行了简要分析和总结。
在今天的方案分享中，我们将会继续就这一方案中的驱动电路设计情况，进行详细分析和介绍，下面就让我们一起来看看吧。
桥臂推挽脉冲变压器驱动电路
在超高频感应加热电源的方案设计中，驱动电路是非常关键的设计部分，它将会保证感应加热设备的主电路与控制电路的高低压隔离，同时进行功率放大。
在1MHz 的高频条件下保证脉冲的上升沿与下降沿的陡度，是本方案中驱动电路的技术核心。
本方案中所设计的超高频感应加热设备的系统框图，如下图图1 所示。
图1 超高频感应加热设备系统框图
通常来看，在一些高频、超高频感应加热设备中，其驱动电路的常规隔离措施是使用快速光耦，但快速光耦无法满足本方案中高频脉冲前后沿的陡峭要求，因此我们特别采用了传输速度快的脉冲变压器驱动。
由于主电路采用V2MOS 场效应管并联扩大容量，H 桥逆变器共用16 只管子，又要保证器件可靠开通、关断，因而采用了桥臂驱动方式，每一桥臂驱动电路如图2 所示。
图2 超高频感应加热电源桥臂驱动电路。
小功率高频感应加热器的设计与制作原理及电路图
小功率高频感应加热器的设计与制作原理及电路图家用感应加热装置的典型应用是电磁灶，其功率一般在lkW左右，要求被加热容器的底部直径不小于120mm。
本设计的感虚加热器输出功率定在200W~300W，感应器有效直径lOOmm 左右，主要用于小容量的液体、食品、易拉罐饮品的加热，在家庭、医院、宾馆房间、零售商店中有广泛应用。
感应加热要求感应线圈的品质因数(Q值)高，Q可由下式计算: Q=X/R=ωL/R 其中，L 是感应线圈的电感(单位H)，ω 是驱动源的开关频率，R 是感应线圈的等效串联电阻(Ω)。
通过以不同的驱动频率驱动加热线圈，可以得到线圈参数与频率的关系。
当感应线圈靠近铁制品时。
其等效电阻将大幅度增加，Q 值下降;而当其靠近非铁磁性金属时，其等效电阻增加很少，其Q 值下降不大。
这种特性使铁金属更易被感应加热。
例如，在驱动频率为100kHz 时，靠近铁制品的线圈，其R 值为2Ω，而靠近铝制品时，R 值仪0。
238Ω;当驱动频率为400kHz 时，空载线圈的Q 值达到318，在靠近铝制品时下降为124，而在靠近铁制品时下降至13。
因此，在选择驱动源频率时，要选择空载线圈的R 值和有铁金属时的R 值相差大的频率，这个频率范围一般在lOOkHz 至400kHz。
为了减小加热线圈自身的损耗，线圈需用很多股细铜线组成的绞合线来绕制，这样容易制战高频损失小、Q值高的线圈。
感应线圈有两种形状，一种是加热普通平底铁金属容器的平板线圈。
另一种是加热易拉罐的筒形线圈。
在实际的感应加热电路中，感应线圈与其等效串联阻抗R，以及外加电容器C 等共同构成LCR 串联谐振电路。
图1 是本高频感应加热器的方框图。
采用绝缘栅场效应管的半桥驱动、LC 串联谐振电路，用锁相环(PLL)和脉宽调制(PWM)电路作闭环控制，以保证串联谐振频率的稳定:用半桥功率电路驱动加热线圈。
半桥输出电路输出阻抗低，即使用方波信号作电压驱动，输出电流波形也是正弦波，因而电压相电流的相位差小，功率传输效率高。
5种常用MOS电路
5种经典MOSFET驱动电路MOSFET因导通内阻低、开关速度快等优点被广泛应用于开关电源中。
MOSFET的驱动常根据电源IC和MOSFET的参数选择合适的电路。
下面一起探讨MOSFET用于开关电源的驱动电路。
在使用MOSFET设计开关电源时，大部分人都会考虑MOSFET的导通电阻、最大电压、最大电流。
但很多时候也仅仅考虑了这些因素，这样的电路也许可以正常工作，但并不是一个好的设计方案。
更细致的，MOSFET还应考虑本身寄生的参数。
对一个确定的MOSFET，其驱动电路，驱动脚输出的峰值电流，上升速率等，都会影响MOSFET的开关性能。
当电源IC与MOS管选定之后，选择合适的驱动电路来连接电源IC与MOS管就显得尤其重要了。
一个好的MOSFET驱动电路有以下几点要求：（1）开关管开通瞬时，驱动电路应能提供足够大的充电电流使MOSFET栅源极间电压迅速上升到所需值，保证开关管能快速开通且不存在上升沿的高频振荡。
（2）开关导通期间驱动电路能保证MOSFET栅源极间电压保持稳定且可靠导通。
（3）关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供MOSFET栅源极间电容电压的快速泄放，保证开关管能快速关断。
（4）驱动电路结构简单可靠、损耗小。
（5）根据情况施加隔离。
下面介绍几个模块电源中常用的MOSFET驱动电路。
1：电源IC直接驱动MOSFET图1 IC直接驱动MOSFET电源IC直接驱动是我们最常用的驱动方式，同时也是最简单的驱动方式，使用这种驱动方式，应该注意几个参数以及这些参数的影响。
第一，查看一下电源IC手册，其最大驱动峰值电流，因为不同芯片，驱动能力很多时候是不一样的。
第二，了解一下MOSFET的寄生电容，如图1中C1、C2的值。
如果C1、C2的值比较大，MOS管导通的需要的能量就比较大，如果电源IC没有比较大的驱动峰值电流，那么管子导通的速度就比较慢。
如果驱动能力不足，上升沿可能出现高频振荡，即使把图1中Rg减小，也不能解决问题！IC 驱动能力、MOS寄生电容大小、MOS管开关速度等因素，都影响驱动电阻阻值的选择，所以Rg并不能无限减小。
感应加热电源频率跟踪控制电路的设计
‰ 是 各 次 谐 波 电压
。
为 比 较 平 稳 的 直 流 电压
逆 变 成 交 流 电压 缠 绕 在 负载 上
， ，
直 流 电压 通 过 全 桥
，
I GB T 逆 变 器
当忽 略各 次谐波 时
，
直 流 侧 输 出 的 电压 的 基 波 有 效
最 后 经 过 串联 谐 振 电 路 电感 线 圈 通 过
、
作 的过 程 中
，
，
输 入 的 电能 经 负载 的工
况下
，
C1
的 电容 值 不 应 取 太 大
，
C3
、
C4
、
C5
C6
分别并
过 整个 系统 被 转 化 为 负载 中 的热 能
随着 负载温 度 的不
，
联在 开 关器 件上
有 效 的 改 善 了 器 件 在 开 关 过 程 中 电压
，
断升高
，
负载 的 电阻
=
变 栅 极控 制 信 号
。
当滤 波 电容C 1 很 大 时
，
输 出 的直 流
电压 变 化 比 较 平 稳
94
电容 C 1 的 充 电 电流 连 续 的 临 界 点
擎
0
．
9 Ud
=
46 1 7V
．
E L E C T R O N IC S W O R L D
探 索与观 察
，
电流 给 定 值
2
通 过 频 率 调 节 电 路 给 S G3 5 2 5 电 压 信 号
出
，
，
然
锁相环 原理
相 位 同 步 自动 控 制 叫 做 锁 相
超高频感应加热电源主电路元件选择和设计方案
个人资料整理仅限学习使用摘要..................................................................... Abstract . (I)1绪论................................................. 错误！未定义书签。
1.1感应加热的发展及应用01.2 感应加热技术国内外现状及其发展趋势11.2.1 国外现状11.2.2 国内现状21.2.3 现代感应加热技术发展趋势22感应加热原理及其主要拓扑结构分析与应用 (4)2.1基本原理42.1.1 感应加热原理42.1.2 基于感应加热的效应52.2 感应加热系统组成及分析72.3 逆变电源拓扑基本结构及其特性83主电路元件的选择和设计 (11)3.1功率开关器件的选择及参数设定113.2 EMI滤波环节的设计133.3共模抑制电路的设计143.4整流器设计163.4.1电路结构163.4.2 工作原理163.5 电容桥臂的选择183.6 缓冲电路的设计193.6.1缓冲电路的设计193.6.2负载谐振电路参数的分析计算21参考文献： (22)摘要近几十年以来，随着科学技术的提高以及更先进器件的发展与应用，对感应加热逆变电源的发展产生了巨大影响，体积更小、重量更轻、电路简单、高效节能、携带方便、负载适应范围大成为感应加热装置发展的方向。
感应加热技术在国外发展比较迅猛，尤其是欧美和同本等国家，在资金和技术等方面更具有优势，所以他们在感应加热领域，对于高频和超高频产品的开发方面基本上代表了感应加热技术上的最高水平.但是对小工件的热处理，需要感应加热装置功率更加集中，输出频率更高，频率的提高对感应加热效率的提高具有显著意义。
所以，提高感应加热的功率和频率，一直是感应加热领域研究的重点与需要解决的难点。
超高频感应加热的突出特点为：利用IGBT功率器件设计的超高频逆变电源，可连续工作，可靠性高；重量轻，体积小，操作携带方便；效率高，功耗低，更加节能；可加热物体体积更小，可加热超小型器件；加热更加集中，加热均匀。
一种新型高频感应加热用驱动电路
夏小荣，陈辉明等 ：一种新型高频感应加热用驱动电路
１４３
Hale Waihona Puke 供一定的负电压避免受到干扰产生误导通 ；⑤ 另外 要求驱动电路结构简单可靠，损耗小，最好有 隔离。
又 由于实验中驱动电路是应用于并联型高频逆 变器 中，对上下桥臂驱动电路的输 出信号 要求 有一 定的重叠时间，以保证逆变器不开路及二次导通 ，其 大小要使得导通角工作 于最佳状态为宜 ，保证逆变 器的正常工作 。对于上升沿下降沿时间为了使其更 接近理想驱动信号 ，要求越小越好 。
① 开关管开通瞬间，驱动电路应能提供足够大 的充 电电流使 ＭＯＳＦＥＴ栅源极 间电压迅速上升到 所需 电压 ，保证开关 管能快速开通且不存在上升沿 的高频振荡 ；② 开 关管导通期 间驱 动 电路 能保 证 ＭＯＳＦＥＴ栅 源极 间电压 保持稳定使 可靠导通 ；③ 关 断 瞬间驱 动 电路 能提供 一个 尽 可能低 阻抗 的通 路 供 ＭＯＳＦＥＴ栅源极 间电容 电压 的快 速泄放 ，保证 开关管能快速关断；④ 关断期 间驱动电路最好能提
收稿 日期 ：２００５－０４－２９ 作者简介 ：夏小荣 （１９８１一），男 。研究生 ，从 事感应加 热电源方 面的研究 ，ｍｌｃｒｏｓｎｏｗ＠ｚｊ￣．ｅｄｕ ｃａ，
陈辉明（１９６３一），男 ，教授，硕士生导师，从事电力电子方面的研究。
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第 １期
文献标识码 ：Ａ 文章编号 ：１００５－９４９０（２００６）０１－０１４２－０３
随着电力半导体器件的发展 ，已经出现了各种 各样的全控型器件 ，最常用的有适 用于大功率场合 的大功率晶体管（ＧＴＲ）、适用于 中小功率场合但快 速性较好 的功率场效 应 晶体管 （ＭＯｓＦＥＴ）以及结 合 ＧＴＲ和功率 ＭＯＳＦＥＴ而产生 的功率绝缘栅双 极晶体管（ＩＧＢＴ）［引。
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Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ Ｄｒ ｉｖｅｒ Ｃｉｒ ｃｕｉｔ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｆｒ ｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｈｅａｔｉｎｇ Ｓｕｐｐｌｙ
ＹＡＮ Ｈａｎ－ｓｏｎｇ，ＺＨＯＵ Ｗｅｉ－ｓｏｎｇ，ＷＡＮＧ Ｐｅｉ－ｑｉｎｇ，ＨＵ Ｌｉ－ｆａｎｇ
（Ｔｓｉｎｇｈｕａ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｂｅｉｊｉｎｇ １０２２０１，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒ ａｃｔ： Ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｐａｒａｌｌｅｌ ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ ｄｒｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓ ａ ｄｉｆｆｉｃｕｌｔｙ ｆｏｒ ａ ｌｏｎｇ ｔｉｍｅ．Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｔｈｅ ＭＯＳＦＥＴ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ，ｔｈｅ ｐａｐｅｒ ｃｏｎｃｌｕｄｅｓ ｔｈｅ ｄｅｍａｎｄ ｏｆ ＭＯＳＦＥＴ ｄｒｉｖｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｔｈｅ ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄｓ ｏｆ ｄｒｉｖｉｎｇ ｃｕｒ－ ｒｅｎｔ ａｎｄ ｄｒｉｖｉｎｇ ｐｏｗｅｒ．Ｆｉｎａｌｌｙ ｔｈｅ ｐｕｌｓｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ｄｒｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ａｒｅ ｇｉｖｅｎ． Ｋｅｙｗｏｒ ｄｓ： ｄｒｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ；ｐｏｗｅｒ ｓｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｄｅｖｉｃｅ；ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ；ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ
驱动电流迅速跳变到其最大值 Ｉｍａｘ，所以在［ｔ３～ｔ４］或 ［ｔ５～ｔ６］阶段，需要高转换速率和大电流来完成栅极驱 动循环［５］。
３ 栅极驱动电路各参数的计算
在计算时若低估了 ＭＯＳＦＥＴ 的负载能力，将会
导致转换时间过长，效率变低，甚至无法驱动。
ＭＯＳＦＥＴ 栅极输入电路本质上为容性，但因密勒效
（１）
定稿日期： ２００６－ １０－ ２０
作者简介： 严寒松（ １９７４－ ） ， 男， 湖北天门人， 硕 士 。 研 究
方向为电气工程。
式（１）中的 Ｃｉ 和 Ｃｒ决定了开关速度。ＭＯＳＦＥＴ 高速转换过程包括导通转换和关断转换两个过 程。图 ２ 示出 ＭＯＳＦＥＴ 的转换波形。其截止－导通的 转换过程是：
第 ４１ 卷第 ４ 期 ２００７ 年 ４ 月
电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４１， Ｎｏ．４ Ａｐｒｉｌ， ２００７
高频感应加热电源功率器件 ＭＯＳＦ（清华大学，北京 １０２２０１）
摘要： 针对多管并联的 ＭＯＳＦＥＴ 驱动这一难题，通过分析 ＭＯＳＦＥＴ 开关过程，得出了 ＭＯＳＦＥＴ 开关转换对驱动
（１６ｋＨｚ），线板式反应器间距为 ３００ｍｍ 时，交直流叠
加电源的输出电压 ｕｏ 和输出电流 ｉｏ 实验波形。图 ５ｂ 示出当直流电源的输出电压为 １８ｋＶ 时，变压器的
初级电压 ｕｐ 和初级电流 ｉｐ 实验波形。图 ５ｃ 示出交 流电源变压器的 ｕｐ 和 ｉｐ 实验波形。当交流电源的开 关频率大于谐振频率时，电路为容性，这时的开关管
Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ［Ｊ］． ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｄｅｌｉｖｅｒｙ，２００４，１９ （２）：７９９～８０５． ［２］ 何英杰，邹云屏，李 辉，刘 飞．用于有源滤波器的一种 新型谐波检测算法［Ｊ］．电力电子技术，２００６，４０（２）：５６～５８． ［３］ 王长永，金陶涛，张仲超．统一模型下单相电路谐波及无 功电流检测的研究［Ｊ］．电力电子技术，２００４，３８（２）：５６～５８． ［４］ 陈 仲，徐德鸿． 基于基波相位补偿策略的无延迟谐波 检测［Ｊ］． 电力系统自动化，２００５，２９（１０）：５０～５４． ［５］ 陈 仲，徐德鸿．一种基于 ＤＳＰ 的高精度谐波检测改进 方案设计［Ｊ］．电力电子技术，２００４，３８（６）：５３～５５．
高频下正确应用的关键技术，对提高设备的工作频
率、效率和可靠性等都有着重要的影响。在此，详细
分析了 ＭＯＳＦＥＴ 开关的转换过程；给出了用脉冲变
压器实现 ＭＯＳＦＥＴ 驱动的实例。
２ ＭＯＳＦＥＴ 的开关过程分析
图 １ 示出功率 ＭＯＳＦＥＴ 管内部电路的等效模
型。ＭＯＳＦＥＴ 为电压驱动器件，它所需的驱动功率
ＡｃＡｗ＝Ｐｏ／ ｆ×ΔＢηｋｕ ｊ
（２）
式中 ｆ＝２００ｋＨｚ ΔＢ＝０．１Ｔ η—— —效率，η＝０．８
ｋｕ— ——填充系数，ｋｕ＝０．４ ｊ—— —电流密度，ｊ＝４Ａ／ｍｍ２
所以可选 Ｐ 型铁心 １８１１，其参数：Ａｃ＝０．４３３ｃｍ２，
Ａｗ＝０．１８７ｃｍ２，线圈匝数 ｎ１＝ｎ２＝ｎ３＝ｎ４＝５．７７≈６ 匝。
电路的要求，以及驱动电流和驱动功率的计算方法，最后采用脉冲变压器法设计了高频感应加热电源功率器件的驱
动电路，并给出了电路的设计参数及实验波形。
关键词： 驱动电路；电力半导体器件；电源；感应加热
中图分类号： ＴＮ８６，ＴＮ３４４
文献标识码： Ａ
文章编号： １０００－ １００Ｘ（２００７）０４－ ００９１－ ０２
应，它与一个实际的容性负载的差别还是很大的。实
际上，一个 ＭＯＳＦＥＴ 的有效输入电容要比输入电容
Ｃｉ 大很多，在设计驱动时，一定要知道驱动开关的瞬 时负载，这可从产品数据表中的 ｕｇｓ－Ｑｇ 曲线中得到。
图 ３ 示出一般
的 ｕｇｓ－Ｑｇ 曲线。 图中有 ３ 种不
同数值的斜率
分别对应 ３ 种
不同数值的输
分析了航空电源有源滤波器基波检测部分的设 计原理及思路，基波检测部分满足航空电源变频的 需要，并通过了实验验证。软件程序符合单相宽变频 航空电源有源滤波器基波检测的要求。
参考文献 ［１］ Ｄａｙｉ Ｌｉ，Ｑｉａｏｆｕ Ｃｈｅｎ，Ｚｈｅｎｇｃｈｕｎ Ｊｉａ，ｅｔ ａｌ．Ａ Ｎｏｖｅｌ Ａｃｔｉｖｅ
Ｐｏｗｅｒ Ｆｉｌｔｅｒ Ｗｉｔｈ Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｆｌｕｘ
（３）［ｔ２～ｔ３］区间 此时，ｕｄｓ 开始快速下降到最小 值 ，引 起 漏 极 到 栅 极 的 密 勒 效 应 ，主 要 对 极 间 电 容 Ｃｃｄ 充电，由于非线性电容 Ｃｃｄ 的值很大，使得栅极电 压不能上升而出现平台。
（４）［ｔ３～ｔ４］区间 此时，ｕｇｓ 上升到最后为驱动电 压，上升的栅压使 Ｒｇｓ 减小，到 ｔ４ 时刻后，ＭＯＳＦＥＴ 进入导通状态。ｔ１～ｔ４ 的过程称为上升时间 ｔｒ［３］。
入电容。ｏ－ａ 段
图 ３ ｕｇｓ－Ｑｇ 曲线
对应于导通延 时的充电电
荷，此时的输入电容值较小，容易充电；ａ－ｂ 段对应于
ｕｄｓ 上升和下降所需的栅极电荷，此时的输入电容非 常大；ｂ－ｃ 段对应于关断延迟期间的栅极电荷［６］。各
段的有效电容 Ｃｉｅ＝ΔＱｇ／Δｕｇｓ；各段的有效电流 Ｉｇｓ＝ΔＱｇ／ Ｔ；栅极所需的驱动功率 Ｐ＝Ｑｇ ｕｇｓ ｆ。
!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!
（ 上接第 ８１ 页）
５ 实验结果
电源在气体流量为 １２０００Ｎ·ｍ３／ｈ 的流光放电烟
气脱硫实验平台上进行实验。当初始二氧化硫浓度
为 １０００ｐｐｍ 时，脱硫率可达 ９５％，而反应器的能耗
仅 为 １．８Ｗｈ／Ｎ·ｍ３。 图 ５ａ 示 出 当 ＤＣ／ＡＣ＝３５／１５ｋＶ
图 ２ ＭＯＳＦＥＴ 转换波形
（ １） ［ｔ０～ｔ１］区间 此时，ＭＯＳＦＥＴ 的栅源电压 ｕｇｓ 从零升至门限电压 ｕｇｓ（ｔｈ），这段时间称为延迟时间 ｔｄ， 期间漏源电压 ｕｄｓ，漏极电流 ｉｄ 基本不变，电源通过 漏源电阻 Ｒｇｓ 给栅极电容充电。
（２）［ｔ１～ｔ２］区间 此时，从 ｔ１ 时刻开始，ｉｄ 开始增 加，直到 ｔ２ 时刻达到最大，ｕｇｓ 上升，ｕｄｓ 基本不变，这 一过程主要还是给栅极电容充电。
在 ４０ｋＨｚ／５０ｋＷ 感应加热电源中，开关器件选
用 ＩＸＦＮ３６Ｎ１００，桥式逆变负载每臂用 ８ 管并联。计
算其驱动电路的各参数：驱动功率 Ｐｇ＝Ｑｇ ｕｇｓ ｆ＝０．７Ｗ； 因开关工作频率为 ２００ｋＨｚ，故开关的开通时间和关 断时间选为 ｔｏｎ＝ｔｏｆｆ＝０．３μｓ，此时 Ｉｏｎ＝Ｑｇ／ｔｏｎ＝５Ａ。
导通－截止转换过程与截止－导通转换过程相反 ９１
第 ４１ 卷第 ４ 期 ２００７ 年 ４ 月
电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４１， Ｎｏ．４ Ａｐｒｉｌ， ２００７
相反。由此可见，ＭＯＳＦＥＴ 对高速驱动器的要求是：
①驱动电路的 ｔｄ 要小。②驱动电路的峰值电流 Ｉｍａｘ 要大。大的 Ｉｍａｘ 可大大缩短密勒电容的充放电时间， 从而缩短平台的持续时间 ［４］。③ 栅极电压变化率
能实现零电流关断。
６结论
交直流叠加电源成本低，能耗小，寿命长，克 服了原有电子束法和脉冲电晕法电源无法工业化 应用的弊端。由于流光可以在很大的电压范围内 均匀出现，且脱硫效果显著。实验证明，等离子体 烟气脱硫交直流叠加电源可以推广到工业化的实 践应用阶段。
图 ４ 用脉冲变压器方式实现 ＭＯＳＦＥＴ 驱动原理图
按上述计算，适当取 １．５～２ 倍余量，则驱动功率
定为 １２Ｗ，再加上栅极电容每周期反向充电的功率
（此时充电电容为 Ｃｉ），所以驱动功率取 １５Ｗ。选择 隔离变压器时，应尽量选择铁心形状为罐形，ｒｍ 等
窗口取宽长大些的，并根据 ＡＰ 法选择参数。
小，但其极间电容很大，在开通期间，还需一定的驱
动功率。输入电容
Ｃｉ、输出电容 Ｃｏ 和 反 向 渡 越 电 容 Ｃｒ 与极间电容的关
图 １ ＭＯＳＦＥＴ 内部电路
系可表示为［２］ ：
式中
Ｃｉ＝Ｃｇｓ＋Ｃｇｄ， Ｃｏ＝Ｃｄｓ＋Ｃｇｄ， Ｃｒ＝Ｃｇｄ
Ｃｇｓ— ——栅源电容
Ｃｇｄ—— —栅漏电容
Ｃｄｓ—— —漏源电容
１引言
在各种全控型开关器件中，ＭＯＳＦＥＴ 以其开关
速 度 快 ，输 入 阻 抗 高 ，输 入 功 率 小 ，无 二 次 击 穿 现