36W-65W 高效率 FLYBACK变压器设计公式
变压器的设计步骤和计算公式
这部分能量被称为变压器漏感。
开关断开后，漏感能量不会传递到次级，而是在变压器初级绕组和开关之间产生高压
尖峰。此外，还会在断开的开关和初级绕组的等效电容与变压器的漏感之间，产生高
频振铃如果该尖峰的峰值电压超过开关元件(通常为功率MOSFET)的击穿电压，就会导
流对漏极电容充电(图3a)。当初级绕组电压达到由变压器匝数所定义的反射输出电压
(VOR)时，次级二极管关断，励磁能量传递到次级。漏感能量继续对变压器和漏极电容
充电，直到初级绕组电压等于箝位电容电压，此时，阻断二极管导通，漏感能量被转
移到箝位电容(图4a)。经由电容吸收的充电电流将漏
极节点峰值电压箝位到VIN(MAX)+VC(MAX)。漏感能量完全转移后，阻断二极管关断，
C
其它型号磁芯估算MLT可依此方法类推。
2）按下试计算各绕组铜损
Pcu = (Nn × MLT × R n ) × In2
式中：Pcun --第n绕组铜损，单位为瓦
Nn ---- 第n绕组匝数，单位为匝
MLT ---均绕组长度，单位为m
Rn ---- 第n绕组导线每米长电阻，单位为Ω；
In2 ---第n绕组额定电流，单位为A；
C0 =
I OUT (max )
f min ×V 纹波(max )
一、变压器的设计步骤和计算公式
1.1 变压器的技术要求:
V
输入电压范围；
输出电压和电流值；
输出电压精度；
效率ηη；
磁芯型号；
工作频率f；
最大导通占空比Dmax；
最大工作磁通密度Bmax;
其它要求。
设计变压器的基本公式精编版
设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V）f——脉冲变压器工作频率（Hz)Np——变压器一次绕组匝数（匝）Sc——磁心有效截面积（cm2）K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。
变压器输出功率可由下式计算（单位：W）Po=1.16BmfjScSo×10－5式中：j——导线电流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面积（cm2)So——磁心的窗口面积（cm2）3对功率变压器的要求（1）漏感要小图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。
图9双极性功率变换器波形功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。
（2）避免瞬态饱和一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。
它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。
对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。
由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。
所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。
（3）要考虑温度影响开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。
在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。
一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。
变压器的计算公式
（1）口诀适用于任何电压等级的三相电动机额定电流计算。由公式及口诀均可说明容量相同的电压等级不同的电动机的
额定电流是不相同的，即电压千伏数不一样，去除以相同的容量，所得“商数”显然不相同，不相同的商数去乘相同的
系数0.76，所得的电流值也不相同。若把以上口诀叫做通用口诀，则可推导出计算220、380、660、3.6kV电压等级电动
用负荷开关直接起动的电动机容量最大不应超过10kW，一般以4.5kW以下为宜，且开启式负荷开关（胶盖瓷底隔离开关）
一般用于5.5kW及以下的小容量电动机作不频繁的直接起动；封闭式负荷开关（铁壳开关）一般用于10kW以下的电动机作
不频繁的直接起动。两者均需有熔体作短路保护，还有电动机功率不大于供电变压器容量的30%。总之，切记电动机用负
说明：工矿企业的照明，多采用220V的白炽灯。照明供电线路指从配电盘向各个照明配电箱的线路，照明供电干线一般
为三相四线，负荷为4kW以下时可用单相。照明配电线路指从照明配电箱接至照明器或插座等照明设施的线路。不论供电
还是配电线路，只要用钳型电流表测得某相线电流值，然后乘以220系数，积数就是该相线所载负荷容量。测电流求容量
已知变压器容量，求其各电压等级侧额定电流
口诀a：
容量除以电压值，其商乘六除以十。
说明：适用于任何电压等级。
在日常工作中，有些电工只涉及一两种电压等级的变压器额定电流的计算。将以上口诀简化，则可推导出计算各电压等
级侧额定电流的口诀：
容量系数相乘求。
已知变压器容量，速算其一、二次保护熔断体（俗称保险丝）的电流值。
乘十除以八求算，近靠等级千瓦数。
说明：口诀是对无铭牌的三相异步电动机，不知其容量千瓦数是多少，可按通过测量电动机空载电流值，估算电动机容
变压器设计公式
在设计变压器之前还要知道，反激式变换器以单端方式工作。
所谓“单端”, 指的是变压器线圈仅使用了磁通的一半，由于电流和磁通在单端方式工作中从不 会向负的方向转换，所以就有一个潜在的问题，即会驱动磁芯进入饱和状态 昭。
解决磁芯抗饱和的问题可以米用两种办法。
第一，增加磁芯的体积，这样显然会使变压器的体积增大，乃至整个变换器 体积增加，所以，一般我们不采用这种方法。
第二，给磁芯的磁通通路开一个空气隙，使磁芯的磁滞回线变得“扁平” ， 这样，对于相同的直流偏压，就降低了工作磁通的密度。
一般情况下， 设计者采 用第二种方法解决问题，它会使变压器的体积更小，结构简单。
1.工作在电流断续模式下的变压器设计1） 一次侧电流峰值I P 。
由于单管变换器均为直流电向变换器供电，单管变 换器获得的功率由电压、电流直流分量（或称为平均值）决定，输入电压为直流， 输入电流为电流断续的锯齿波电流，则输出功率为式中，P Out 为输出功率；U inmin 为最小直流输入电电压；I P 为开关管峰值电流; 为最大占空比；n 为变换器转换效率。
通过式（）可以整理为()in min maxP out 丄U . •inminPD max()2 P out2）—次侧电流有效值:1 D max3) —次侧电感值:4) 一次侧绕线截面面积:J p 一次侧导线电流密度，一般取 3A/mn25) —次侧绕线直径：6) —次绕组匝数:式中，N P 为变压器一次绕组匝数；t onmax 最大导通时间，口 通密度摆幅，Gs A 为磁芯有效截面积，cm2。
7) 二次绕组匝数：1Prms 1P()()Uin minmax()L PU inminGmax()S pPr msJ P()N PU inmin t on max 100B m A e()s ； A B m 为最大磁式、中，N S 为变压器二次绕组匝数；U lut 为输出电压；U F 为输出整流二极管 导通电压；◎为变压器一次侧的反冲电压；D max 为最大占空比。
flyback变压器设计步骤
1
2
I P 2 I DC 2
L
f
P0
由：
1 2
I DC
IP
IP
I DC
L f P0
①
I P I DC I
I L VinMIN TON
D
TON T
,T
1 f
TON
TOFF
② IP IDC L f DMAX VinMIN
FLYBACK变压器 设计步骤
高斯贝尔数码科技 电源事业部
基本电路拓扑
工作模式
一、连续模式（CCM） 二、断续模式（DCM） 三、临界模式（TM)
一、CCM设计过程
1、CCM公式推导
原边电流波形如下：
Q12波形：
VOR
LEAKAGE SPIKE
Ic(Q12)波 形：
Ic(Q12)近 似波形：
辅助电源绕组匝数：辅助电源取14V，
N AUX
NP
(VAUX VD ) (1 Dmax) Vin(min) Dmax
40 (14 0.6) (1 0.45) 85 0.45
8.4
取8匝
开关管承受的最大电压
在最高输入电压、输出满载情况下，开关管承受的 电压最高：
DT
(1-D)T
图1 开关管VDS波形
△I
IDC 图2 原边开关管电流波形
A1 A2 图3 电流等效波形
VDC+
IPK IP
IP Iin
反激开关电源最大占空比出现在最低输入电 压，满载输出功率的条件下。设开关频率f，
反激式变压器设计公式
Cin ´ fs
fig 1. DC Link Cap Voltage
5. Type SMPS Max. Duty Duty_max= 6. Calculated values tsw= ton_max= Iin_dc_avg= Ipk=
0.45
tsw =
us us A A
1 fsw
14.28571 6.428571 0.7 3.1
ton _ max = tsw ´ Duty _ max
A=B=C
Ipk
A C B
7. If the above Ipk is too high type lower Ipk Ipk_mosfet= 2.5 A
Pin Iin _ dc _ avg = V min Iin _ dc _ avg Ipk = 2 ´ Duty _ max
Vo 3.466666667 5.55 7.633333333 9.716666667 11.8 51.38333333 -0.7 -0.7
1쪽
Flyback Transformer (3)
DCM case Iin_rms= Id_rms= Awi= Awgp= Awgs= 0.735867 4.76049 36.46443 0.432882 1.101022 A A mm^2 mm mm
Ipk _ ini
Ipk _ sps
Iin _ dc _ avg
Duty _ max
ton _ max
Ipk_ini= ΔI=
0.6 A 1.9 A
Ipk _ ini = Ipk - Ipk _ sps
tsw
fig 2. CCM & DCM
Vin ´ ton _ max 8.Calculated Lm value Lm = DI Lm= 302.5 uH :According to the desired operating mode(fig2. A:DCM or C:CCM), change the Ipk_mosfet. If you want DCM, increase Ipk_mosfet. : If you want CCM, decrease Ipk_mosfet.
变压器设计主要计算公式
空载损耗计算公式:P0=KP t G Fe(w)K----铁心工艺系数取值1.15P t---单位重量铁损耗（w/kg）查硅钢片性能曲线G Fe---铁心总重（kg）G Fe=(4M0+3H w)A t)X7.65X10-4+G△（圆铁心）M0---铁心中心距（mm）H w---铁心窗高(mm)A t---铁心有效截面积（cm2）G△---铁心角重。
G Fe=（2(2M0+B)+3H w)A t X7.65X10-4（方铁心）B---铁心片宽（mm）负载损耗计算公式：P k=P f(P1+P m+P y) (w)P f---附加损耗系数取值1.10~1.12P1---高压绕组电阻损耗（w）P m---低压主绕组电阻损耗（w）P y---低压移相绕组电阻损耗（w）P1=3I12R1I1---高压侧额定电流（A）R1---高压绕组直流电阻（Ω）P m=3I m2R mI m---低压侧主绕组额定电流（A）R m---低压侧主绕组直流电阻（Ω）P y=3I y2R yI y---低压侧移相绕组额定电流（A）R y---低压侧移相绕组直流电阻（Ω）效率计算公式：η=(1-(P0+β2P k)/ （1000βS N cosφ+ P0+β2P k）)% β---负载率%S N---变压器额定容量（kV A）cosφ---负载功率因数温升计算公式：t1=0.33kq10.8t1---高压绕组温升（K）k---风冷系数取值0.6q1---高压绕组单位热负荷（w/m2）q1=P1/S1S1---高压绕组有效散热面（m2）S1=∑a i S iS i=(L i-Nb)H k X10-6（m2）a i=0.56(A i1.6/H k)0.25S i---第i个散热面的面积L i---第i个散热面的周长（mm）kN---撑条数b---撑条宽度（mm）a i---第i个散热面的散热系数A i---第i个散热面的气道高度（mm）t2=0.3kq20.8t2---低压绕组温升（K）k---风冷系数取值0.6q2---低压绕组单位热负荷（w/m2）q2=K(P m+P k)/S2K---谐波增加系数取值1.5S2---低压绕组有效散热面（m2）S2=a n S n+S w+βT S TS n=(L n-NB)W n bX10-6S n---低压绕组内表面面积（m2）L n---低压绕组内表面周长（mm）N---撑条数B---撑条宽度（mm）W n---低压绕组饼数b---每饼并绕导线总宽度（mm）a n=0.56(A n1.6/H k)0.25a n---低压绕组内表面的散热系数iH k---低压内散热面的有效高度（mm）S w=L w W n bX10-6S w---低压绕组外表面面积（m2）L w---低压绕组外表面周长（mm）S T=2（L p-NB）WW n X10-6S T---低压绕组横向散热面积（m2）L p---低压绕组平均周长（mm）βT=1.73(1+W/H-√1+（W/H）2)βT---低压绕组横向散热面散热系数W---线饼幅向尺寸（mm）H---线饼间距离平均值（mm）对于低压绕组外有风道的，外表面的散热系数a w与内绕组公式相似。
变压器的标准设计流程(flyback变压器计算方法)
CCM模式【步骤一】输入变压器设计规格输入input Vin(min)输入电压DC Vin180输出功率Pout100输出电压Vout112效率Eff0.88最大占空比Dmax0.4495频率f120计算匝数比N 1.312281043最小导通时间Dmin0.254734357【步骤二】DCM/CCM临界输入电流平均值Ii0.631313131输入电流增量△Ib 2.808957203临界感值Lb0.240035697第三步：初步选取感值【步骤三】以CCM计算在Ts周期内输入平均电流Is0.631313131ton内平均电流值Iavg 1.404478601分割比P=Iavg/Ip1分割比P2最小电流值Ip10.702239301最大电流值Ip2 2.106717902ton内电流增量△Ipp 1.404478601原边电感Lp0.480071394【注解1】设计时不用过分关心原边电感Lp，因为Lp与Lg成反比，可以人为通过调整气隙大小Lg而改变Lp，一般取值为临界电感【注解2】当使用反激架构设计超大功率变压器时(>200W)，考虑到原边峰值电流过大，可以人为地调小“分割比”(取值在1～2之【步骤四】计算AP，选取磁心和骨架窗口和磁心截面乘积AP0.303805978PC40 100C时 Bs=0. 39T Bmax0.293【CORE】PC40EER28-Z Ae82.1【BOBIN】BEER28-1110CPFR Aw114le64每匝长度lw52.2Ve5257电流密度J5绕组系数Ku0.2【步骤五】计算变压器原副边匝数，气隙大小，辅助绕组匝数原边匝数Np42.04374919取42Ns32.00533927取整32气隙lg0.379092687辅助绕组输出电压Vr17.5辅助绕组匝数Nr 5.00083426取整5【步骤六】计算电流的有效值原边电流最小值Ip10.702239301原边电流最大值Ip2 2.106717902原边电流的有效值Ip(rms)0.980078874副边电流最大值Is1 2.764605966副边电流最小值Is20.921535322副边电流的有效值Is(rms) 1.423317197【步骤七】选择绕组线径趋肤深度d0.190814264原边所选线径d10.35有效面积S10.096211194原边有效电流面积Sp=Ip(rms)/J0.196015775副边所选线径d20.35有效面积S20.096241819副边有效电流面积Ss=Is(rms)/J0.284663439辅助绕组所选线径d30.35有效面积S30.096211194窗口系数Kw0.15615799实际窗口系数Kw0.15615799【步骤八】计算损耗和温升原边铜损Pcu0.134217295副边铜损Pcu0.215670382Pfe 2.15537Ptotal 2.505257677△T 6.093268625【作者】严晓方 【更新日期】2006-11-30【说明】设计者填写绿色内容，其他自动生成Vin(max)430VW【注解】 110+2(2V 为输出整流二极管RHRP860的电压压降) 【注解】这里一般选取值为0.8KHzN ＝Vin*Dmax/(V0*(1-Dmax))Dmax/{(1-Dmax)*(Vinmax/Vinmin)+Dmax)}A Po/(EFF*Vin)A 2*Ii/DmaxmH Vin*Dmax/(△Ib*f)A Is=IiAIavg=Is/Dmax 【注解】这里一般选取值为2:1P=Iavg/Ip1A Ip1=Iavg/PA Ip2=2*Iavg －Ip1A △Ipp=Ip2-Ip1mH Lp=Vin*Dmax/(△Ipp*f)cm4AP=(Pt*1e4)/(2deltB*f*J*Ku)mm2mm2mm mm mm3A/mm2，【注解】根据散热方式可取3～6，一般设定值为5A/mm2 【注解】这里一般选取值为0.2Np=Lp*Ip2/(Bmax*Ae)Np=Vin(min)*Dmax/(△Bac*Ae*f)取定Np,Ns ，计算实际的Dmax 、DminT 【注解】Bmax M模式下变压器的设计流程【注解】最初设计选择0.45，在选定Np 、Ns 计算出实际的Dmax 后返代回进行运算反比，可以人为通过调整气隙大小Lg 而改变Lp ，一般取值为临界电感值Lb 的2倍。
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1、确定电源规格最低输入电压V in90
输入电压变动范围90
264
输入频率60
输出电压V O(V)12
输出电流I O(A)4 2、确定D和f0最大占空比D max0.42
基准振荡频率f min(KH Z)65 3、输入直流电压输入直流电压范围V1(V)104.534
373.296 4、I1p、N12和L1的计算输出电流保护点 5.2
输出整流二极体正向压降V f(V)0.5
输出滤波电感正向压降V L(V)0.1
变压器二次侧电压V2(V)12.6
变压器二次侧输出功率P2(W)65.52
变压器效率0.95
I1b与I1p的比值K0.3
流经一次线圈的最大电流I1p(A) 2.416740763
周期T(mS)0.015384615
截止时间T OFF(mS)0.008923077
一二次线圈匝数比N120.16645302
导通时间T ON(mS)0.006461538
一次侧线圈电感量L1(mH)0.931627245 5、磁芯的确定磁芯的有效截面积S m(mm2)120
最大磁通密度B max(Gauss)3000 6、N1和N2的计算二次线圈的圈数N28.432307692
一次线圈的圈数N150.65878462 7、变压器的计算流经一次线圈电流的最小值I1b(A) 1.212339508
流经一次线圈电流的有效值I1rms(A) 1.025944507
流经二次线圈电流的最小值I2b(A) 5.717030312
流经二次线圈的最大电流I2p(A)9.075196805
流经二次线圈电流的有效值I2rms(A) 5.677637531
电流密度I d(A/mm2)5
线圈有效截面积S(mm2)S=I rms/I d 8、变压器的验证二次线圈的圈数N28
一次线圈的圈数N151
一二次线圈匝数比N120.156862745
导通时间T ON(mS)0.006471754
流经一次线圈的最大电流I1p(A) 1.924464106
I1b与I1p的比值K0.62996213
最大磁通密度B max(GS)2987.321734 9、高压时的确认导通时间TON(mS)0.002599619
最小占空比D min0.168975244 10、开关管选择所需承受电压V CEmax(V)562.1927711
所需承受电流I Cmax(A) 1.924464106 11、输出整流二极体选择所需承受反向电压V Fmax(V)93.324
所需承受正向电流I Fmax(A)13.79310345
一般为(1.2~1.4)I O
一般为0.2~0.3之间
0.166 6.024096386
0.95
8
51
自然冷却时取1.5-4A/mm2适配器取5A/mm2
风扇冷却时取3-6A/mm2开放式电源取7A/mm2。