2014通信原理第10章解析
通信原理第10章 同步原理
第10章 同 步 原 理
10.1 同步的概念及分类 10.2 载波同步 10.3 码元同步 10.4 群同步 10.5* 网同步
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10.1 同步的概念及分类
主要内容
★ 同步的概念 ★ 同步的分类 ★ 同步的意义
第10章 同 步 原 理
一、同步的概念
所谓同步是指收发双方在时间上步调一致，故又称定时。 同步是数字通信系统以及某些采用相干解调的模拟通信系 统中一个重要的实际问题。由于收、发双方不在一地，要使它 们能步调一致地协调工作，必须要有同步系统来保证。
t4
第二帧
(a )
图中接,收t信2~号t3就带是通插入导频的时间，它一般插解入调 在群同步脉冲
之后。这种插入的结果线只性 门是在每帧的一小段时间内才出现载波
标准，在接收门端控应信 号用控制信号将载波标准取出。
锁相环
鉴相器
环路 滤波器
压控 振荡器
第10章 同 步 原 理
从理论上讲可以用窄带滤波器直接取出这个载波，但实际
输 入 已 调平 方 律 信 号 部 件
鉴相器
环路 滤波器
压控 振荡器
二分频载 波 输 出
锁 相 环
图10.2-7 平方环法提取载波
我 们 以 2PSK 信 号 为 例 ， 来 分 析 采 用 平 方 环 的 情 况 。 2PSK
e(t) [ a ng(t nS)T 2]c2 o w cts (10.2 - 4)
(10.2 - 2)
经过低通滤除高频部分后，就可恢复调制信号m(t)。
如果发端加入的导频不是正交载波，而是调制载波，则收端 v(t)中还有一个不需要的直流成分，这个直流成分通过低通滤波 器对数字信号产生影响， 这就是发端正交插入导频的原因。
通信原理(陈启兴版)第10章课后习题答案
第10章 正交编码与伪随机序列10.1 学习指导 10.1.1 要点正交编码与伪随机序列的要点主要包括正交编码的概念、常见的正交编码和伪随机序列。
1. 正交编码的概念对于二进制信号，用一个数字序列表示一个码组。
这里，我们只讨论二进制且码长相同的编码。
两个码组的正交性可用它们的互相关系数来表述。
设码长为n 的编码中码元只取值+1和-1。
如果x 和y 是其中的两个码组：x = (x 1, x 2, …, x n )，y = (y 1, y 2, …, y n )，其中，x i , y i ∈ {+1, -1}，i = 1, 2, …, n ，则码组x 和y 的互相关系数被定义为2. i i 11(, ) (10-1)==∑ni x y x y n ρ如果码组x 和y 正交，则ρ(x , y ) = 0。
两两正交的编码称为正交编码。
类似地，我们还可以定义一个码组的自相关系数。
一个长为n 的码组x 的自相关系数被定义为x i i + j 11(),0, 1, , 1 (10-2)===-∑ni j x x j n n ρ其中，x 的下标按模n 运算，即x n ＋k ≡ x k 。
在二进制编码理论中，常采用二进制数字“0”和“1”表示码元的可能取值。
若规定用二进制数字“0”代替上述码组中的“-1”，用二进制数字“1”代替“+1”，则码组x 和y 的互相关系数被定义为(, ) (10-3)a bx y a bρ-=+ 其中，a 表示码组 x 和y 中对应码元相同的个数，b 表示码组x 和y 中对应码元不同的个数。
例如，对于4个码组：x 1 = (1,1, 1, 1)，x 2 = (1, 1, 0,0)，x 3 = (1, 0, 0, 1)，x 4 = (1, 0, 1, 0)，它们任意两者之间的相关系数都为0。
对于采用二进制数字“0”和“1”表示的码元，若用x 的j 次循环移位代替y ，就得到x 的自相关系数ρx (j )。
通信原理樊昌信版9,10章课后答案
通信原理樊昌信版9,10章课后答案9.9 采⽤13折线A律编码，设最⼩量化间隔为1个单位，已知抽样脉冲值为+635单位:(1)试求此时编码器输出码组，并计算量化误差;(2)写出对应于该7位码(不包括极性码)的均匀量化11位码。
(采⽤⾃然⼆进制码) 解（1）已知抽样脉冲值它位于第7段序号为3的量化级，因此输出码组为量化误差为635-(512+3*32)=27(2) 对应的11位均匀量化码为010********9-10采⽤13折线A律编码电路，设接收端收到的码组为“01010011”最⼩量化间隔为1个量化单位，并已知段内码改⽤折叠⼆进码：(l) 试问译码器输出为多少量化单位；(2) 试写出对应于该.7位码(不包括极性码)的均匀量化11位码。
解（1）接收端收到的码组由C1=0知，信号为负值；由段落码知，信号样值位于第6段，起点电平为256,量化间隔为16;由段内码码器输出为C5C6C7C8 =0011 采⽤折叠码) C5C6C7C8 =0011 采⽤折叠码，对应⾃然⼆进制码为0100可知，信号样值位于第6段的第5级(序号为4)，故译码器输出为256416162328 (/)I=-+?+=-（2）均匀量化11位码为001010010009.11采⽤13折线A律编码，设最⼩的量化间隔为1个量化单位，已知抽样脉冲值为-95量化单位：(1)试求此时编码器输出码组，并计算量化误差;(2)试写出对应于该7位码(不包括极性码)的均匀量化11位码。
解（1）因为样值为负值.所以极性码⼜因64 < 95 < 128，所以码组位于第四段，段落码为量化间隔为4。
由于95=64 +7 *4 +3,所以段内码为故编码器输出为量化误差为3个单位。
(2)对应的均匀量化11位码为（92=64 +7 *4）9.13 对10路带宽均为300Hz-3400Hz的模拟信号进⾏PCM时分复⽤传输。
设抽样速率为8000Hz，抽样后进⾏8级量化，并编为⾃然⼆进制码，码元波形是宽度为的矩形脉冲，且占空⽐为1。
通信原理樊昌信版9,10章课后答案
9.9 采用13折线A律编码，设最小量化间隔为1个单位，已知抽样脉冲值为+635单位:(1)试求此时编码器输出码组，并计算量化误差;(2)写出对应于该7位码(不包括极性码)的均匀量化11位码。
(采用自然二进制码) 解（1）已知抽样脉冲值它位于第7段序号为3的量化级，因此输出码组为量化误差为635-(512+3*32)=27(2) 对应的11位均匀量化码为010********9-10采用13折线A律编码电路，设接收端收到的码组为“01010011”最小量化间隔为1个量化单位，并已知段内码改用折叠二进码：(l) 试问译码器输出为多少量化单位；(2) 试写出对应于该.7位码(不包括极性码)的均匀量化11位码。
解（1）接收端收到的码组由C1=0知，信号为负值；由段落码知，信号样值位于第6段，起点电平为256,量化间隔为16;由段内码码器输出为C5C6C7C8 =0011 采用折叠码) C5C6C7C8 =0011 采用折叠码，对应自然二进制码为0100可知，信号样值位于第6段的第5级(序号为4)，故译码器输出为256416162328 (/)I=-+⨯+=-（2）均匀量化11位码为001010010009.11采用13折线A律编码，设最小的量化间隔为1个量化单位，已知抽样脉冲值为-95量化单位：(1)试求此时编码器输出码组，并计算量化误差;(2)试写出对应于该7位码(不包括极性码)的均匀量化11位码。
解（1）因为样值为负值.所以极性码又因64 < 95 < 128，所以码组位于第四段，段落码为量化间隔为4。
由于95=64 +7 *4 +3,所以段内码为故编码器输出为量化误差为3个单位。
(2)对应的均匀量化11位码为（92=64 +7 *4）9.13 对10路带宽均为300Hz-3400Hz的模拟信号进行PCM时分复用传输。
设抽样速率为8000Hz，抽样后进行8级量化，并编为自然二进制码，码元波形是宽度为 的矩形脉冲，且占空比为1。
《通信系统原理教程》课件第10章
第 10 章 差错控制编码
10.1.2 差错控制方式 常用的差错控制方式有三种：检错重发、前向纠错和
混合纠错。它们的系统构成如图10－1所示, 图中有斜线的 方框图表示在该端检出错误。
第 10 章 差错控制编码
第 10 章 差错控制编码
10.1 概述 10.2 检错与纠错原理 10.3 简单差错控制码 10.4 线性分组码 10.5 循环码 10.6 卷积码
第 10 章 差错控制编码
10.1 概 述
10.1.1 信源编码与信道编码
在数字通信中，根据不同的目的，编码可分为信源编码和 信道编码。信源编码是为了提高数字信号的有效性以及为了使 模拟信号数字化而采取的编码。信道编码是为了降低误码率， 提高数字通信的可靠性而采取的编码。
第 10 章 差错控制编码
另外，按照噪声或干扰的变化规律，可把信道分为三 类：随机信道、突发信道和混合信道。恒参高斯白噪声信 道是典型的随机信道，其中差错的出现是随机的，而且错 误之间是统计独立的。具有脉冲干扰的信道是典型的突发 信道， 错误是成串成群出现的，即在短时间内出现大量错 误。短波信道和对流层散射信道是混合信道的典型例子， 随机错误和成串错误都占有相当比例。对于不同类型的信 道，应采用不同的差错控制方式。
设码字A=［an-1,an-2,…,a1,a0］，对偶监督码有
an1 an2 a1 a0 0
(10-2)
奇监督码情况相似， 只是码组中“1”的数目为奇数， 即 满足条件
an1 an2 a0 1
精品课件-通信系统原理-第10章
第10章 信道编辑原理
混合纠错(HEC，Hybrid Error Correction)：是FEC与ARQ 的混合，发端发出便于检错和纠错的码，通过正向信道送到收 端，收端对错误能纠正的就自动纠正，纠正不了时自动发出判 决信号并送回发端，发端把收端认为有错并且无法纠正的消息 重发到收端，以达到正确传输。这种方式具有 FEC与ARQ的特点， 能充分发挥码的纠错和检错性能，在较差的信道中仍然可以收 到好的效果，缺点是需要反馈信道以及复杂的译码设备。
第10章 信道编辑原理
信息反馈(IF，Information Feedback)：又称反馈检验，收 端把收到的消息原封不动地通过反馈信道送回发端，发端把反馈 回来的信息与原发送信息进行比较，从而发现错误，并把二者不 一致的部分重发到收端。其特点是没有纠(检)错编码，电路较简 单，但是需要反馈信道并且传输速率较低。
第10章 信道编辑原理
(5) 根据纠(检)错码的类型区分，纠错码可分为纠(检) 随机错码、纠(检)突发错码及既能纠(检)随机错又能纠(检)突 发错的码。
(6) 根据码元取值的进制，纠错码可分为二进制码和多 进制码。本章主要介绍二进制纠错码。
第10章 信道编辑原理
10.1.3 差错控制的工作方式 差错控制的基本工作方式有4种，如图10.1所示。图中有
第10章 信道编辑原理
数字通信要求传输过程中所造成的码元差错足够低。引起 传输差错的根本原因是信道内存在噪声以及信道传输特性不理 想所造成的码间串扰。通常，由于信道线性畸变所造成的码间 串扰可以通过均衡的办法来消除, 因此，常常只把信道中的噪 声作为造成传输差错的根本原因。为了提高数字通信系统的抗 噪声性能，可以采取增大发射功率、降低接收设备本身的噪声、 选择好的调制制度和解调方式、加强天线的方向性等措施。但 是, 这些措施只能将差错减小到一定程度, 要进一步提高通信 的可靠性，就需要采用信道编码技术，对可能或者已经出现的 差错进行控制。
《数字通信原理》第10章 扩频通信
f (x) 1 x x3
n级的移位寄存器的线性反馈电路产生的序列周期不会超过2n – 1， 若序列周期的最大值为2n – 1，那么该序列就是m序列
产生m序列的充要条件是：特征多项式是本原多项式，即满足： 1）f(x)是既约型的，即f(x)是不能分解因子的多项式； 2）f(x)可整除xm + 1，m = 2n – 1 3）f(x)不可整除xq + 1，q < 2n – 1
地面战术移动通信系统、 民用移动通信系统、 全球定位系统（GPS）、 无线局域网（WLAN）、 测距与测速系统等
引言(续) 扩频的三个特点：
1.信号占用的带宽远远大于发送信息所需的最小带宽，而且几乎 与信息比特速率无关； 2.在发送端需要利用扩频码进行扩频，所采用的扩频码通常是伪 随机序列，与所发送信息本身无关； 3.在接收端需要利用与发送端同步的扩频码进行解扩，以恢复原 始信号。
第 10 章 扩展频谱通信技术
本章的基本内容： 基本概念； 伪随机序列； 直接序列扩频技术； 调频技术； 扩频系统的同步； 扩频技术的应用
10.1 基本概念
引言 扩展频谱技术是数字通信的一个重要发展方向之一 最初应用于军事通信中，具有抗干扰能力强和低检测概率等优
点，以实现战场抗干扰和保密通信 随着技术的发展，已广泛应用于军事通信和民用通信中
10.3 直接序列扩频技术
直接序列扩频技术 发送端：直接利用扩频序列进行扩频处理； 接收端：则需要利用与发送端同步的扩频序列进行解扩处理 BPSK 直接序列扩频是直扩中最简单的形式 假设待发送的数字信号d(t) 为二进制双极性脉冲信号，载波功率 为P，角频率为 0 ，初始相位为零，则载波信号s(t)可以表示为
数字通信原理与技术(第四版)第10章伪随机序列及应用
扩频技术
通过将信号扩展到更宽的频带，降 低信号的功率谱密度，从而减小信 号被截获或干扰的风险。
编码技术
采用差分编码、卷积编码等编码技 术，提高信号的纠错能力和抗干扰 能力。
保密性能优化
加密技术
利用伪随机序列对明文进行加密，使非法用户无 法获取通信内容，保证通信的安全性。
跳频技术
通过快速跳变频率，使得敌方难以跟踪和截获信 号，提高通信的保密性。
扩频通信
在扩频通信中，伪随机序列用于扩频和解扩频过程，实现 信号的频谱扩展和还原，从而提高信号的抗干扰能力和隐 蔽性。
02 伪随机序列的生成方法
线性反馈移位寄存器
线性反馈移位寄存器是一种常用的伪随机序列 生成器，其基本原理是利用线性反馈函数对寄 存器的状态进行运算，产生新的状态序列。
线性反馈移位寄存器有多种类型，如扭结型、 斐波那契型等，它们生成的伪随机序列具有不 同的特性和应用场景。
相关性
相关性定义
伪随机序列的相关性是指序列中不同位置的元素之间的相互关系。
自相关和互相关
自相关表示序列与其自身相关的情况，互相关表示两个不同序列 之间的相关情况。
相关函数
相关函数用于描述伪随机序列的相关性，其值越接近于0表示相 关性越弱，越接近于1表示相关性越强。
均匀分布性
均匀分布性定义
伪随机序列的每个元素出 现的机会应该是相等的， 即具有均匀分布性。
特性
伪随机序列具有良好的随机性、 周期性、可重复性和可预测性， 通常用于模拟噪声环境、加密通 信、扩频通信等领域。
伪随机序列的应用领域
模拟噪声环境
在无线通信、雷达和声呐等系统中，伪随机序列常被用作 噪声源，模拟自然界的噪声环境，以提高系统的抗干扰性 能。
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Pe P(1) P( A0 / 1) P(0) P( A1 / 0)
P (1)
r0'
f1 (r )dr P (0) ' f 0 ( r )dr
r0
表示Pe是r0的函数。最佳分界点r0的条件：
Pe ' ' P ( 1 ) f ( r ) P ( 0 ) f ( r 1 0 0 0) 0 ' r0 P(1) f 0 (r0 ) P(0) f1 (r0 )
k
2 n n0 f H
f k (n)
2 n
k
Ts 1 2 exp 2 f H n (t )dt 0 2n0 f H
1 2 n
k
1 exp n0
Ts
0
n (t )dt
2
n (n1 , n2 ,nk )
k维空间一个点
“最佳”准则：错误概率最小
错误原因：噪声。
判决规则：设在二进制通信系统中发“1”的概率为P(1)， 发“0”的概率为P(0)，总误码率
Pe P(1) Pe1 P(0) Pe0
接收矢量决定的两个联合概率密度函数f0(r)和f1(r)的曲线
A0 f0(r) P(A0/1) r0 A1 P(A1/0) f1(r)
Ts、n0、k定，f(n)仅取决于码元内噪声能量，与t无关
4
1 f k (n) exp k 10.1数字信号的统计特性 n0 2 n
1
Ts
0
n (t )dt
2
接收信号：r = s+ n，k 维矢量，一个码元内接收电压的抽样值。 发送码元确定后，接收信号仍服从高斯分布，其方差仍为n2， 均值变为s(t)。 发码元波形为s0(t)、 s1(t)时，接收电压r(t)的k维联合概率密度 函数为:
f (ni ) ni2 exp 2 2 2 n n 1
按抽样定理对带限白噪声进行抽样，各抽样值是互不相 关的随机变量，Page 58，高斯彼此独立
2
10.1数字信号的统计特性
k个噪声抽样值的k维联合概率密度函数为
f k (n1 , n2 , , nk ) f (n1 ) f (n2 ) f (nk )
k很大时，噪声平均功率可表示为： 1 Ts 2 n (t )dt Ts 0
1 k 2 ni k i 1 1 2 f H Ts
k 2 i Ts 0
1
2 n
k
1 exp 2 2 n
n i 1
k 2 i
k 2 f H Ts
2 n i i 1
第10章
数字信号的最佳接收
1
10.1数字信号的统计特性
数字通信系统可靠性以误码率衡量，判决是统计判决， 基础是统计判决理论。 数字信号的统计描述： 由于噪声的影响，接收的信号是随机的。 接收电压统计特性描述: 假设条件 信道噪声： 0均值、谱密度为n0，带限高斯白噪声； 信号： 二进制码元，P(0) + P(1) = 1 基带截止频率小于fH，抽样率fs≥2fH。Ts内得到k ＝ 2fHTs个抽样值。 噪声抽样值一维概率密度为
推广到多进制
f i( r ) > f j( r ) 判发Si（t）
9
10.3 确知信号的最佳接收机
确知信号：取值在任何时间是确定、可预知的 理想恒参信道收到的数字信号 假设：二进制两码元功率相同，持续时间Ts; 2 带限高斯白噪声，单边功率谱密度n0,功率 n 接收电压r(t)的k维概率密度：
f1 (r )
1 2 n
k
1 exp n0
Ts
0
r (t ) s1 (t ) dt
2
f 0 (r )
1 2 n
k
1 exp n0
Ts
0
r (t ) s0 (t ) dt
2
10
10.3 确知信号的最佳接收机
代入判决准则，判决发送s0(t)的条件为：
r
6
10.2 数字信号的最佳接收
A0 f0(r) P(A1/0) P(A0/1) r0 r
A1
r 当作1维矢量
f1(r)
两区域A0和A1，边界r0，判决规则： 若接收矢量落在区域A0内，则判发送码元是“0”； 若接收矢量落在区域A1内，则判发送码元是“1”。
7
10.2 数字信号的最佳接收
总误码率为
k
2 n 2 f n (t )dt H i 1
3
10.1数字信号的统计特性
f k (n1 , n2 , , nk )
1
1 2 n
k
1 k 2 exp 2 ni 2 n i 1
2 n 2 f n (t )dt H i 1 2 i Ts 0
2 1 Ts 1 P(1) exp r (t ) s1 (t ) dt P(0) exp n0 0 n0 取对数，×(-n0)，判s0(t)条件为：
Ts
0
r (t ) s0 (t ) dt
2
Ts Ts 1 1 2 2 n0 ln r (t ) s1 (t ) dt n0 ln r (t ) s0 (t ) dt 0 P(1) P(0) 0
f 0 (r )
1 2 n
k
1 exp n0源自Ts0 r (t ) s0 (t ) dt
2
f1 (r )
1 2 n
k
1 exp n0
Ts
0
r (t ) s1 (t ) dt r
2
5
10.2 数字信号的最佳接收
当P(1) = P(0) ，f0(r0) = f1(r0) 交点
8
10.2 数字信号的最佳接收
判决边界确定后，判决准则为：
f 0 (r ) P (1) , 判 "1" P ( 0 ) f1 ( r )
P(1) f 0 (r ) , 判 "0" P(0) f1 (r )
在 “0”、“1”先验概率相等时，上式简化为： 若f0(r) > f1(r)，则判为“0” 若f0(r) < f1(r)，则判为“1” 最大似然准则。按此准则判决可得理论最小误码率。