反激型开关电源电路课程设计

第一章设计的基本要求题目：反激型开关电源电路设计（1）注意事项：①学生也可以选择规定题目方向外的其它开关电源电路设计。

②通过图书馆和Internet广泛检索和阅读自己要设计的题目方向的文献资料，确定适应自己的课程设计方案。

首先要明确自己课程设计的设计内容。

（2）主要技术数据1、交流输入电压AC220V，波动±50%；2、直流输出电压5V和12V；3、输出电流和200mA；4、输出纹波电压≤；5、输入电压在±50%范围之间变化时，输出电压误差≤（3）设计内容：1、开关电源主电路的设计和参数选择2、IGBT电流、电压额定的选择3、开关电源驱动电路的设计4、开关变压器设计5、画出完整的主电路原理图和控制电路原理图6、电路仿真分析和仿真结果第二章主电路的原理总体方案的确定输入—EMI滤波—整流(也就一般的AC/DC类似全桥整流模块)—DC/DC模块(全桥式DC—AC—高频变压器—高频滤波器—DC)—输出。

系统可以划分为变压器部分、整流滤波部分和DC-DC变换部分，以及负载部分，其中整流滤波和DC—DC变换器构成开关稳压电源。

整流电路是直流稳压电路电源的组成部分。

整流电路输出波形中含有较多的纹波成分，所以通常在整流电路后接滤波电路以滤去整流输出电压的纹波。

直流/直流转换电路，是整个开关稳压电源的核心部分。

开关稳压电源的基本原理框图如图所示。

图开关稳压电源基本原理框图反激型电路原理反激型电路存在电流连续和电流断续两种工作模式，值得注意的是，反激型电路工作于电流连续模式时，其变压器磁芯的利用率会显著下降，因此实际使用中，通常避免该电路工作于电流连续模式。

其电路原理图如图所示。

图 反激型电路原理图工作过程：当S 导通时，电源电流流过变压器原边，1i 增加，其变化为11//W U dt di s =，而副边由于二极管VD 的作用，2i 为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当S 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流2i 在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为22//W U dt di o =，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。

第三章 器件的设计选型以及参数计算EMI 滤波电路开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。

但是，由于开关电源工作过程中的高频率、 di/ dt 和高 du/ dt 使得电磁干扰问题非常突出。

开关电源工作时，电磁干扰可分为两大类：共模干扰是载流体与大地之间的干扰，干扰大小和方向一致，存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间，主要是由du/ dt 产生的，di/ dt 也产生一定的共模干扰。

差模干扰是载流体之间的干扰，干扰大小相等，方向相反，其存在于电源相线与中线及相线与相线之间。

典型的单相EMI电路如图所示。

图单相EMI滤波电路其中共模电感L1和L2采取双线并绕的方式，电感量与EMI滤波器的额定电流I有关。

需要指出，当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。

此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。

Cx电容采用薄膜电容器，容量范围大致是μF—μF，主要用来滤除差模干扰。

Cy电容跨接在输出端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。

Cy亦可并联在输入端，仍选用陶瓷电容，容量范围是2200pF—μF。

为减小漏电流，电容量不得超过μF ，并且电容器中点应与大地接通。

因此，最后选取个元件参数如下： 差模干扰抑制电容：Cx=μF 共模干扰抑制电感：T=20mH 共模干扰抑制电容：Cy=μF整流滤波电路在整流滤波环节采取的是单相桥式不可控整流滤波电路，其电路图如图所示。

图 单相桥式不可控整流滤波电路根据设计要求可知交流输入电压范围为110V —330V ，单相桥式整流电路中，如果接有滤波电容且有负载时，输出电压一般设计为倍的输入电压，滤波电容越大输出电压越高，反之越低；而在负载开路时，输出电压为交流输入电压的峰值，即2倍的输入电压。

这里我们以2倍的输入电压来计算，则Uo =156V —467V二极管承受的最大压降为467V 330×2 ，所以选取二极管型号为IN4005，其最高反向峰值电压为600V 。

滤波电容选用220μF 的电解电容。

变压器反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数。

设计变压器已知参数： 输入电压：VU i 311=两路输出电压和电流：VU o 51=，AI o 5.11=；VU o 122=，mAI o 2002=反馈电压和电流:：VU f 20=，mAI f 50=输出功率W P o 9.1005.0202.0125.15=⨯+⨯+⨯=开关频率kHzf s 50=首先应根据以下公式计算变压器的电压比：max maxs i T oU U k U -=式中，maxs U 是开关工作时允许承受的最高电压，该电压值应低于所选开关器件的耐压值并留有一定裕量，max i U是输入直流电压最大值，Tk 是变压器电压比。

根据设计要求可知交流输入电压值是 220V ，通过整流滤波输出的直流电压值为311V 。

由于有波动，输入的波动是±50%，所以VU i 467)5.01(311max =+⨯=，maxs U 取2倍的maxi U ，故maxs U 取934V 。

由于有两路输出和一路反馈，所以变压器变比如下：4.9354679341max max 1=-=-≤o i s T U U U k9.38124679342max max 2=-=-≤o i s T U U U k 4.23204679343max max 3=-=-≤o i s T U U U k式中：1o U —5V 的输出，2o U —12V 的输出，3o U —20V 的反馈1T k —原边与输出5V 的匝数比。

2T k —原边与输出12V 的匝数比。

3T k —原边与反馈20V 的匝数比。

当输出电流最大、输入直流电压为最小值时开关的占空比达到最大，假设这时反激型电路刚好处于电流连续的临界工作模式，则根据下式可以计算出电路工作时的最大占空比maxD 为：75.05.02220467934467934min max =⨯⨯+--=+=i o T o T U U k U k D取实际占空比为0.45D =，计算Tk 的值，如下：4.456.0531145.0145.06.0)1(1o i 1=+⨯-=+⨯-=）（）（）（U U D D k T2.206.01231145.0145.06.0)1(1o i 1=+⨯-=+⨯-=）（）（）（U U D D k T4.126.02031145.0145.06.0)1(1o i 1=+⨯-=+⨯-=）（）（）（U U D D k T这里假定效率为90%，则初级平均电流avI 可由假定效率η=0.9，输出总功率WP o 9.1005.0202.0125.15=⨯+⨯+⨯=及最小总线电压mini U 算出。

AU P I i o av 081.05.03119.09.10min =⨯⨯=⨯=η一次侧峰值电流：A D I I av p 216.075.02081.02max =⨯=⨯=计算一次侧电感值：H I U D L m 4.32216.010*******.0f 3p s imax max 1=⨯⨯⨯==选择所需铁芯时，使用e wA A 法：1.1441max 10p p e w c cL I A A A B k d ⎛⎫⨯⨯==⎪ ⎪⎝⎭式中A w—磁芯窗口面积，单位为2cm ；eA —磁芯截面积，单位为2cm ； maxB —磁芯工作磁感应强度，取maxB =；ck —窗口有效使用系数，根据安全规定的要求和输出路数决定，一般为～，此处取；cd —电流密度，一般取395A/cm2。

则求得的e wA A 的值为：47.13954.03.010216.0104.32)d k 10(43-14.1cc max 41=⨯⨯⨯⨯⨯=⨯⨯==）（B I L A A A p w e p 4cm选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感，即确定选用CL-76。

CL-76的磁芯其具体数据为：2240.36cm , 4.03cm , 1.45cm e w p A A A ===按如下公式计算原边匝数，2.21636.03.010********f 41034e max s 4max 1=⨯⨯⨯⨯⨯=⨯=A B U N i即取2161=N 匝。

再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。

若求出的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、 副边的匝数合适。

根据上述所求得的1T k 、2T k 、3T k 求二次侧匝数，8.44.45216111===T o k N N 7.102.20216212===T o k N N 4.174.12216313===T o k N N 1o N —输出为5V 的二次侧匝数，取5 2o N —输出为12V 的二次侧匝数，取11 3o N —反馈为20V 的二次侧匝数，取18为了避免磁芯饱和，应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：mm 586.03.01036.0216.00324.010410424-27-2me 2pp 7-=⨯⨯⨯⨯⨯=∆⨯=ππB A I L l g绕线的选择由设计方案可知在变压器上有三部分绕组，输入绕组电流 A I 216.0in =，由c d =3.95A/mm2 可得绕线的截面积为2c in in mm 0537.095.3216.0d ===I S 第一路输出绕组电流 A I 5.1o1=，2c o1o1mm 3797.095.35.1d ===I S 第二路输出绕组电流 A I 2.0o2=，2c o22mm 0506.095.32.0d ===I S o 第三路反馈绕组电流 A I 05.0o3=，2c o33mm 0127..095.305.0d ===I S o 本次设计采用AWG 导线，AWG 导线的相关数据如表 所示表 AWG 导线规格表根据表1结合所计算出来的导线截面积，选择导线型号，结果如下：输入绕组选用AWG-29；5V输出绕组绕组选用AWG-21；12V输出绕组选用AWG-30；反馈绕组选用AWG-35。

最后考虑各方面影响因素，变压器绕制采用操作工艺相对简单的“三明治”式绕法，即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后再将初级绕组剩余的匝数绕完，最后将次级绕组包裹在里面，这样漏感最小。

该方法是通过变压器绕制工艺设计，控制变压器的漏感，进而减小MOSFET的漏源极电压尖峰。