20170408-四种去磁正激变换器的比较
各种无功补偿装置的比较
目前各国家各种无功补偿装置的性能比较大类名称型号工作原理技术指标优点缺点应用场合旋转式无功补偿同步发电机/调相机欠励磁运行，向系统发出有功吸收无功，系统电压偏低时，过励磁运行提供无功功率将系统电压抬高可双向/连续调节；能独立调节励磁调节无功功率，有较大的过载能力其损耗、噪声都很大，设备投资高，起动/运行/维修复杂，动态响应速度慢，不适应太大或太小的补偿，只用于三相平衡补偿，增加系统短路容量适用于大容量的系统中枢点无功补偿静止式静态无功补偿机械投切电容器MSC用断路器\接触器分级投切电容投切时间10～30s控制器简单，市场普遍供货，价格低，投资成本少，无漏电流不能快速跟踪负载无功功率的变化，而且投切电容器时常会引起较为严重的冲击涌流和操作过电压，这样不但易造成接触点烧焊，而且使补偿电容器内部击穿，所受的应力大，维修量大适用无功量比较稳定，不需频繁投切电容补偿的用户机械投切电抗器MSR并联在线路末端或中间，吸收线路上的充电功率其补偿度60% ~ 85%防止长线路在空载充电或轻载时末端电压升高不能跟踪补偿，为固定补偿超高压系统(330kV及以上)的线路上静止式动态无功补偿SVC 自饱和电抗器SSR依靠自饱和电抗器自身固有的能力来稳定电压，它利用铁心的饱和特性来控制发出或吸收无功功率的大小调整时间长，动态补偿速度慢动态补偿原材料消耗大，噪声大，震动大，补偿不对称电炉负荷自身产生较多谐波电流，不具备平衡有功负荷的能力，制造复杂，造价高超高压输电线路晶闸管投切电容器TSC分级用可控硅在电压过零时投入电容，在380V低压配电系统中应用较多10～20ms无涌流，无触点，投切速度快，级数分得足够细化，基本上可以实现无级调节晶闸管结构复杂，需散热，损耗大，遇到操作过电压及雷击等电压突变情况下易误导通而被涌流损坏，有漏电流需快速频繁投切电容补偿的用户复合开关投切电容器TSC+MSC分级先由可控硅在电压过零时投入电容，再由磁保持交流接触器触点并联闭合，可控硅退出，电容器在磁保持交流接触器触点闭合下运行0.5s左右无涌流，不发热，节能使用寿命短，故障较多，有漏电流一般工厂/小区和普通设备，无功量变化大于30s晶闸管控制电容器TCC采用同时选择截止角β和导通角α的方式控制电容器电流，实现补偿电流无级、快速跟踪20ms 价格低廉，效率非常高产生谐波低压小容量，非常适合广大终端低压用户第 1 页共2 页静止式动态无功补偿SVC 晶闸管阀控制高阻抗变压器TCT通过调整触发角的大小就可以改变高阻抗变压器所吸收的无功分量，达到调整无功功率的效果阻抗最大做到85%和TCR型差不多高阻抗变压器制造复杂，谐波分量也略大一些，价格较贵，而不能得到广泛应用容量在30Mvar以上时价格较贵，而不能得到广泛应用晶闸管投切电抗器TSR+FC分级用可控硅作为无触点的静止可控开关投切电抗器功率因数0.95不会产生谐波，而且响应速度快，不会产生冲击电流。
20170608-谐振去磁正激变换器的稳态分析
谐振去磁正激变换器的稳态分析普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士图1是谐振去磁正激变换器和它的稳态分析电路。
图2是在忽略输出电压开关纹波条件下的(t V g )(t(t V g )t(a) 原理图 (b) 稳态分析用电路图1 谐振去磁正激变换器和它的稳态分析电路CCM图2 谐振去磁正激变换器在CCM 下的典型波形当谐振去磁正激变换器工作在CCM 稳态时，在一个开关周期内共有四个不同的工作模式，每个工作模式的等效电路如图3所示，各模式的工作原理为：(a)： 模式 [1] (b)：模式 [2](c)： 模式 [3] (d)： 模式 [4]图3 CCM 下的三个等效电路模式[1]：D1与D2换流模式，[t 0-t 1]：该模式从主管S 关断开始，到续流二极管D2导电结束。
时间很短， 该区间内的激磁电流和副边折射至原边的电流一起对Cc 和Coss 充放电，至变压器原边电压等于零. 模式[2]：续流模式(1)[谐振去磁模式]，[t 1-t 2]该模式从二极管D1关断，D2开通开始，至去磁结束为止。
此时副边是续流阶段，原边是去磁过程，它的去磁由激磁电感与等效电容Ce 的谐振实现，这也是谐振去磁名称的由来。
其中：2N C C C C d c oss e ++=模式[3]：续流模式2 [t 2-t 3]该模式从原边去磁完成开始, 到开关管S 的触发导通结束，副边仍为续流模式。
模式[4]: 传能模式[t 3-T s ]该模式从主管导通开始，到其关断结束， 此区间内输入向输出传递能量，原边激磁电感电流线性增加。
从CCM 模式下的理想稳态波形，根据输出滤波电感上的稳态伏秒平衡定律，即s o s o gT D V DT V NV )1()(−=− 可得与三绕组去磁正激变换器完全相同的输入/输出稳态关系。
但经推导，其还有一些如下的关系：模式[1]的时间间隔：NI V C C t t t o goss c /I )(1m 011+×+=−=∆ （1）模式[2]的时间间隔：mt t t ωπ=−=∆122 （2） 模式[3]的时间间隔：21233)1(t t T D t t t s ∆−∆−−=−=∆ （3） 激磁电感电流的幅值：mso m s g L T NV L dT V 22I I 2m 1m ×=×=−= （4） 其中：em m C L 1=ω，模式[4]的时间间隔即为控制间隔s DT ，1t ∆一般很短，通常可忽略不计。
20170407-正激变换器的有源去磁
正激变换器的有源去磁普高（杭州）科技开发有限公式张兴柱博士图1：有源去磁基本正激变换器图2：有源去磁基本正激变换器的等效电路图2(a)是图1(a)的分析用等效电路，仔细观察后，可以发现去磁电路的Cc、Sc和激磁电感、开关S及输入构成一个等效的Buckboost电路，如图2(b)所示，其负载为空载。
所以激磁电感电流的平均值为零，因辅助开关Sc是一个双向开关，故激磁电感的典型波形如图3(a)所示，其仍为CCM，因此有源去磁也可看成是RCD去磁的一个特例，但没有RCD中的去磁损耗。
在忽略开关S与辅助开关Sc的死区及去磁电容电压的开关纹波后，典型的电路波形可简化成图3(b)所示。
该去磁电压与RCD 去磁在CCM 下的去磁电压完全一样，故其开关S 的稳态电压应力也与RCD 一样较低，其最大占空比也没有限制，同样可设置成大于0.5。
在有源去磁正激变换器中的去磁电容和激磁电感，可按去磁电容上的开关电压纹波要求来选取。
通过推导（见后续文章），可知去磁电容的开关电压纹波为：22)1(8s c m cc T D C L V V −=∆所以如取)%5~1()1(8122min max=−=∆s cm cc T D C L V V ，并假定 3.0min =D ，便有：s s ccm mf f D VcV C L f ）（71~161)1(2821min (max)≈−∆==′ππ 故当激磁电感确定后，便可按s m f f ）（71~161=′去选择一个去磁电容c C 。
这种参数设计的有源去磁正激变换器，其在开关S 和二极管D1上的电压尖峰比采用谐振去磁的正激变换器要小很多，所以可选择电压额定更低的功率器件，因此有源去磁正激变换器比谐振去磁正激变换器能够实现更加好的稳态性能。
但由于其引入的谐振频率m f ′远比开关频率低，所以它的小信号动态性能比谐振去磁正激的要差许多。
有关有源去磁正激变换器的工作原理、详细分析、参数设计、优缺点比较和典型的应用等等，将会在后面再行介绍。
20170406-正激变换器的谐振去磁
(a): 电路原理图 (b): 变压器电压及激磁电流波形
图1：包含寄生参数的基本正激变换器
(a): 电路原理图(b): 变压器电压及激磁电流波形
图2：在Coss上并联一个电容Cc的正激变换器
C所得。
其中图2(a)是在图1(a)的基本正激变换器上，通过在S两端并上一个外加的电容c
并上合适的电容c C 后，可以降低S 截止时的变压器激磁电感m L 与总电容c oss r C C C +=的谐振频率，同时降低谐振时的特性阻抗r
m o C L Z =
，使得谐振间隔内，变压器上反向电压的
峰值大大减小（就可以选择更低电压额定的MOSFET S1和二极管D1），如图2(b)所示。
这种在基本正激变换器之开关S 的两端，外并一个合适的电容c C ，
通过变压器激磁电感m L 和电容r C 的谐振，来保证正激变换器在S 截止时，变压器上所产生的反向去磁伏秒与S 导通时，在变压器上所产生的正向伏秒的平衡，及获得最好稳态性能的方法，称为谐振去磁，所组成的变型正激变换器被叫作谐振去磁正激变换器。
实际应用中，这个外加的谐振去磁电容r C ，还可以与变压器原边的激磁电感并联，或者与副边的整流二极管并联，其电路结构分别如图3(a)和图3(b)所示。
(a): 与变压器原边并联 (b): 与副边整流二极管并联
图3：另外两种结构的谐振去磁正激变换器。
正激开关电源与正激变压器的六个方面解读
正激开关电源与正激变压器的六个方面解读正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等。
所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。
下面从几个方面讲讲正激开关电源1、初次级匝数的选择2、磁复位3、关于占空比和匝比4、其他复位方式5、损耗和EMI6、正激变压器的设计。
以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。
其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致deltB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。
磁复位无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。
且都可以看成是被动方式的复位。
复位的电流很重要，如果太小了复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。
复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。
但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik。
关于占空比和匝比正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路V o=Vin*D，跟次级的电流无关V o=Vin*DV o:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了。
20170404-三个基本功率变换器的比较
三个基本功率变换器的比较普高（杭州）科技开发有限公式张兴柱博士1：电路结构的比较：2：基本特征的比较：变换器Buck变换器Boost变换器Buckboost变换器特征1 降压、输入同极性升压、与输入同极性升降压、与输入反极性特征2 输出电流连续输入电流连续输入电流脉动特征3 输入电流脉动输出电流脉动输出电流脉动特征4 驱动与输入不共地驱动与输入共地驱动与输入不共地3456半平面零点，所以它们的动态特性没有Buck变换器的好。
7半平面零点，所以它们的动态特性没有Buck变换器的好。
8：三个基本变换器所衍生的家族的比较：从Buck变换器衍生的DC-DC功率变换器有很多，如正激变换器、对称驱动半桥变换器、对称驱动全桥变换器、推挽变换器、相移控制全桥变换器、不对称半桥变换器和半桥LLC变换器等等。
中大功率开关电源中，所应用的拓扑基本上都是这个家庭的成员。
而在非隔离POL及VRM中，所应用的拓扑，多数都是Buck变换器本身。
从Boost变换器衍生的DC-DC功率变换器不多。
这个家族中用得最多的成员，还是Boost变换器本身，它目前已是单相PFC的标准功率级电路。
但随着新能源应用的快速发展，这个家族的发展也是日新月异，许多隔离Boost变换器正在被提出与研究。
从Buckboost变换器衍生的DC-DC功率变换器不多。
这个家族中用得最多的成员是RCD吸收单反激和三绕组吸收单反激。
它们是大部分小功率AC/DC、DC/DC开关电源中的功率级，电感电流一般工作于DCM模式，所以仍然可以实现较高的动态指标。
Buckboost变换器自身的应用很少，但DCM 反激变换器的应用且是非常广泛，除了小功率AC/DC和DC/DC开关电源中的功率级外，还用作要求不高的单级PFC，如LED 驱动和电池充电器等等。
各种开关电源的优点和缺点
各种开关电源的优点和缺点【反激式、正激式、推挽式、半桥式、全桥式】为了表征各种电压或电流波形的好坏，一般都是拿电压或电流的幅值、平均值、有效值、一次谐波等参量互相进行比较。
在开关电源之中，电压或电流的幅值和平均值最直观，因此，我们用电压或电流的幅值与其平均值之比，称为脉动系数S;也有人用电压或电流的有效值与其平均值之比，称为波形系数K。
因此，电压和电流的脉动系数Sv、Si以及波形系数Kv、Ki分别表示为：Sv = Up/Ua ——电压脉动系数 (1-84)Si = Im/Ia ——电流脉动系数 (1-85)Kv =Ud/Ua ——电压波形系数 (1-86)Ki = Id/Ia ——电流波形系数 (1-87)上面4式中，Sv、Si、Kv、Ki分别表示：电压和电流的脉动系数S，和电压和电流的波形系数K，在一般可以分清楚的情况下一般都只写字母大写S或 K。
脉动系数S和波形系数K都是表征电压或者电流好坏的指标，S和K的值，显然是越小越好。
S和K的值越小，表示输出电压和电流越稳定，电压和电流的纹波也越小。
反激式开关电源的优点和缺点1 反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。
反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出，仅在控制开关关断期间才把存储能量转化为反电动势向负载提供输出，但控制开关的占空比为0.5时，变压器次级线圈输出的电压的平均值约等于电压最大值的的二分之一，而流过负载的电流正好等于变压器次级线圈最大电流的四分之一。
即电压脉动系数等于2，电流脉动系数等于4。
反激式开关电源的电压脉动系数，和正激式开关电源的脉动系数基本相同，但是电流的脉动系数是正激式开关电源的电流脉动系数的两倍。
由此可知，反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。
特别是，反激式开关电源使用的时候，为了防止电源开关管过压击，起占空比一般都小于0.5，此时，流过变压器次级线圈的电流会出现断续，电压和电流的脉动系数都会增加，其电压和电流的输出特性将会变得更差。
深度解析开关电源“正激”与“反激”的工作原理与区别
深度解析开关电源“正激”与“反激”的工作原理与区别反激式：反激式开关电源是指使用反激高频变压器隔离输入输出回路的开关电源。
“反激”指的是在开关管接通的情况下，当输入为高电平时输出线路中串联的电感为放电状态；相反，在开关管断开的情况下，当输入为高电平时输出线路中的串联的电感为充电状态。
工作原理：变压器的一次和二次绕组的极性相反，这大概也是Flyback名字的由来： a.当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管截止，变压器储存能量，负载由输出电容提供能量。
b.当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量。
反激电路的演变：可以看作是隔离的Buck/Boost电路:在反激电路中，输出变压器T除了实现电隔离和电压匹配之外，还有储存能量的作用，前者是变压器的属性，后者是电感的属性，因此有人称其为电感变压器，有时我也叫他异步电感。
正激电源正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。
所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。
单端正激式：双管正激式：由上三张图可知，反激的变压器可以看作一个带变压功能的电感，是一个buck-boost电路。
正激的变压器是只有变压功能，整体可以看成一个带变压器的buck电路。
二次侧接第一个整流二极管的负端接电解电容的是反击，接电感的是正激。
总地来说，正激反激工作原理不同，正激是初级工作次级也工作，次级不工作有续流电感续流，一般是CCM模式。
功率因数一般不高，而且输入输出和变比占空比成比例。
反激是初级工作，次级不工作，两边独立开来,一般DCM模式下，理论上是单位功率因数，但是变压器的电感会比较小，而且需要加气隙,所以一般适合中小功率情况.一般的电源书都会有具体的介绍和设计公式。
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2
Ns
D2
Vc Np
Dc
Ns
D2
Vg
Dc
S
S
(c): 三绕组去磁
(d): RCD 去磁
2：变压器电压波形的比较：
Vg Tm/2 DTs Ts Ts
(a) 谐振去磁 (b) 有源去磁
Vg
DTs
Vcp
-Vc1
Vg
Vg
DTs
-Vg Ts
DTs Ts
三绕组去磁 (d) RCD
-Vc1
(c)
去磁
1
3：变压器一个开关周期内 BH 回线的比较：
B
Bsat
B
Bsat
∆B
im = Hl / Np
∆B
im = Hl / Np
vgs
Im 1
Im
Im 2
im
vgs
Im 1
Im = 0
Im 2
im
t
t
t
t
(a)谐振去磁
B
Bsat
(b)有源去磁
B
∆B
Bsat
∆B Br
im = Hl / Np
im = Hl / Np
vgs
im
vgs
Im 1 Im
Im 2
有源去磁
三绕组去 磁
0.6~0.7 左 右效率最 高,可实现 ZVS。 0.48 左右, 效率较低。
最复杂
较不 可靠
简单
最可靠
RCD 去磁
0.6~0.7 左 右,效率最 低。
较简单
较可靠
有关谐振去磁和有源去磁正激变换器的工作原理、详细分析、参数设计、优缺点比较和典型 的应用等等，将会在后面再行介绍。im Nhomakorabeat
t
t
t
(c)三绕组去磁
(d)RCD 去磁 动态小信 号的设计 容 易 补 偿,稳定 性好,带 宽高。 不容易补 偿,带宽 做不高。 容 易 补 偿,稳定 性好,带 宽高。 不容易补 偿,带宽 做不高。 电路的 复杂性 最简单 工作的 可靠性 可靠
4：几个主要特征的比较
去磁方式 谐振去磁 可工作的最 大占空比 0.6~0.7 左 右,效率高。 变压器的 BH 有源开关的电压应力 工作象限 第 I、 III 象限, Vg max 激磁电流很 小 , 平 均 值 为 + π D max Vg min 负,变压器小。 2 1 − D max 第 I、 III 象限, Vg ] 激 磁 电 流 平 Max[ 1− D 均值为零,变 压器小。 第 I 象限 , 激 2Vg max 磁 电 流 为 DCM, 平 均 值很小,变压 器大。 第 I 象限 , 激 Vg ] 磁 电 流 可 为 Max[ 1− D CCM, DCM, 平均值很小, 变压器大。
四种去磁正激变换器的比较
普高（杭州）科技开发有限公式 张兴柱 博士
1：电路结构的比较：
Ig
Cc
Vg
S D1 L
IL
C
Vo
IoL
Vg
Ig
Cc
Sc
D1
L
IL
Vo
IoL
Np
Ns
D2
Np
Ns
D2
C
S
(a): 谐振去磁
Ig
Np
D1 L
(b): 有源去磁
IL
C
Vo
IoL
Vg
Ig
Rc Cc
D1
L
IL
C
Vo
IoL
Nc