开关电源功率变压器的设计方法
开关电源中变压器及电感设计1
开关电源中变压器及电感设计1开关电源中变压器及电感设计1一、变压器设计1.根据电源输出需求确定变压器的额定功率和工作频率。
2.计算变压器的变比。
变压器的变比决定了输入电压和输出电压之间的关系。
通常变压器的变比为输入和输出电压之比的倒数，即输出电压/输入电压。
3.根据变比计算次级匝数。
变压器的次级匝数等于输入匝数乘以变比。
4.根据次级匝数计算主绕组匝数。
主绕组匝数等于次级匝数除以变比。
5.计算主绕组和次级绕组的截面积。
主绕组的截面积一般比次级绕组大，以满足输送更大电流。
6.计算铁芯截面积。
铁芯截面积的大小关系到变压器的能量传输效率，一般选择铁芯截面积略大于主绕组的截面积。
7.选择合适的铁芯材料和线材材料。
铁芯材料的导磁性能和线材材料的电阻等参数会影响变压器的损耗和效率。
8.进行变压器的相关参数计算和模拟。
可以使用相关软件进行变压器参数的计算和仿真，以评估变压器的性能。
9.制作变压器的绕组和组装。
根据计算结果进行绕线并组装变压器。
10.进行变压器的测试和调整。
使用仪器测试变压器的性能，并根据测试结果调整变压器的参数，以满足设计要求。
二、电感设计1.根据电源输出需求确定电感的额定电流和工作频率。
2.根据电感的额定电流和工作频率计算电感的感值。
电感的感值和额定电流和工作频率之间有一定的关系，可以根据公式进行计算。
3.根据感值计算电感的绕组数。
电感的绕组数决定了电感的电流走向和电感的大小。
4.选择合适的磁芯和线材材料。
合适的磁芯材料和线材材料会影响电感的损耗和效率。
5.进行电感的相关参数计算和模拟。
可以使用相关软件进行电感参数的计算和仿真，以评估电感的性能。
6.制作电感的绕组和组装。
根据计算结果进行绕线并组装电感。
7.进行电感的测试和调整。
使用仪器测试电感的性能，并根据测试结果调整电感的参数，以满足设计要求。
总结：变压器和电感的设计是开关电源设计中关键的一环，直接影响到电源的性能和稳定性。
在设计过程中，需根据电源输出需求确定额定功率和工作频率，并计算变压器和电感的相关参数。
开关电源变压器设计
开关电源变压器设计开关电源变压器是一个重要的电力电子设备，用于将输入电压变换到需要的输出电压。
它由铁芯和线圈组成，通过交变磁场将输入电压变化到输出电压。
在设计开关电源变压器时，需要考虑到很多因素，包括转换效率、功率损耗、热量分布和轻负载性能等。
首先，在设计开关电源变压器时，需要确定所需的输出电压和电流。
输出电压和电流的选择直接取决于所需的应用和负载需求。
例如，对于音频放大器，输出电压可能是几百伏特，而对于计算机设备，输出电压可能是12伏特。
决定了输出电压和电流之后，可以计算变压器的必要参数，如匝数比、线圈电阻和反馈电路。
其次，在选择铁芯材料时，需要考虑到磁通密度和能量损耗。
磁通密度代表了铁芯能够承受的最大磁场强度，因此需要选择一个能够满足输出电流和磁通密度要求的铁芯材料。
同时，能量损耗是通过变压器中电能转换为磁能和热能的过程。
为了降低能量损耗，可以选择低磁滞或非饱和的铁芯材料。
另外，热量分布也是设计开关电源变压器时需要考虑的因素之一、由于转换过程中会有一定的能量损耗，会产生一定的热量。
为了确保变压器的正常工作，需要将热量分布在铁芯和线圈上，并通过冷却系统将其排出。
热量分布的合理设计可以提高变压器的效率和寿命。
最后，为了提高开关电源变压器的轻负载性能，可以采取一些措施，如引入补偿线圈或使用纳米铁芯等新材料。
补偿线圈可以提高变压器的稳定性和混响补偿能力，从而提高轻负载性能。
而使用纳米铁芯可以减小磁损耗和体积，从而提高变压器的效率和功率密度。
总体上，开关电源变压器的设计需要综合考虑输出电压和电流要求、铁芯材料选择、热量分布和轻负载性能等因素。
通过合理的设计和优化，可以提高变压器的性能和可靠性，满足不同应用和负载要求。
单管正激式开关电源变压器设计
单管正激式开关电源变压器设计引言：设计目标：设计一个单管正激式开关电源变压器，输入电压为220V，输出电压为12V，输出电流为1A。
主要的设计目标如下：1.高能效：确保转换效率达到90%以上。
2.稳定性：在负载变化范围内，输出电压波动小于5%。
3.安全性：确保设计的变压器具有过载和短路保护功能。
4.成本：在满足以上要求的情况下，尽量降低设计成本。
设计过程：1.计算变压器的变比：由于输入电压为220V，输出电压为12V，所以变压器的变比为220/12=18.332.计算次级电流：输出电流为1A，因此次级电流为1A。
3.计算主磁环的Ae（过剩面积）：根据磁环材料的选择，可以得到主磁环的Ae值。
4.计算主磁环的直径D：根据所选择的磁环材料的饱和磁感应强度，可以得到主磁环的直径D。
5.计算次级绕组的匝数：次级绕组的匝数可以根据变比计算得出。
6.计算次级绕组的截面积：由于次级电流和次级绕组匝数已知，可以计算出次级绕组的截面积。
7.选择铁芯截面积：根据所需的变压器功率，可以选择合适的铁芯截面积。
8.计算输出电压波动：根据设计目标的要求，计算负载变化时输出电压的波动范围。
9.设计过载和短路保护：根据设计目标的要求，设计过载和短路保护电路，以确保变压器的安全性。
设计要点：1.磁环材料的选择：磁环材料应具有高饱和磁感应强度和低磁滞损耗，以提高变压器的效率。
2.绕组材料的选择：绕组材料应具有良好的导电性和低电阻，以减小损耗和提高效率。
3.绝缘材料的选择：绝缘材料应具有良好的绝缘性能和耐高温性能，以确保变压器的安全性和可靠性。
4.冷却系统的设计：变压器在工作中会产生一定的热量，需要设计合适的冷却系统，以保持变压器的温度在安全范围内。
总结：单管正激式开关电源变压器是一种常见的电源转换器，设计时需要考虑效率、稳定性、安全性和成本等因素。
在设计过程中，需要计算变压器的变比、次级电流、主磁环的Ae和直径、次级绕组的匝数和截面积，选择合适的铁芯截面积，设计合适的过载和短路保护电路，并选用合适的磁环材料、绕组材料和绝缘材料。
反激式开关电源变压器设计说明
2.6 计算一次绕组最大匝数Npri
Lpri 452*10-6
Npri = =
= 61.4匝 取Npri=62匝
AL 120*10-9
2.7 计算二次主绕组匝数NS1〔NS1为DC+5V绕组
Npri<V01+VD><1-Dmax> 62*<5+0.7>*<1-0.5>
Ns1=
=
= 2.78匝
Vin<min>Dmax
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反激式开关电源变压器设计(2)
表二 变压器窗口利用因数
变压器情况
窗口
反激式变压器 一个二次绕组 两个或多个二次绕组 相互隔离的二次绕组 满足UL或CSA标准 满足IEC标准 法拉第屏屏蔽
1.1 1.2
1.3 1.4 1.1 1.2 1.1
用下式按变压器情况将各窗口利用因数综合起来 Knet=Ka.Kb…
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反激式开关电源变压器设计(2)
变压器绕制结构如下：
0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层
偏置绕组 ½一次绕组 二次绕组 ½一次绕组
3mm
3mm 技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
2.11 计算变压器损耗
1铜损：Pcun = NnV* MLT*Rn>In2 MLT = 2E+2C=2*25.27+2*9.35=69.24mm
5+0.7
取13匝
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反激式开关电源变压器设计(2)
2.9 检查相应输出端电压误差 Vsn
δVsn%=<< = *Ns’n-Vsn>/Vsn>*100% Nsn
单端反激开关电源中功率变压器的主要设计参数
单端反激开关电源中功率变压器的主要设计参数
单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。
下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。
①传输功率：将一个电源的能量瞬时地传输到负载。
②电压变换：通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压;可获得不同的多路输出电压;
③绝缘隔离：为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，变压器方便地提供安全隔离。
CCM模式：(连续模式)在连续模式下，初级开关电流是从一定幅度开始的，然后上升到峰值，再迅速回零;在连续模式下储存高频变压器的能量在每一个开关周期内并未全部释放掉，所以下一个开关周期具有一定的能量。
在采用连续模式可减少初级峰值电流IP和有效值电流IRMS，从而降低MOS 的功耗;但连续模式要求增大初级电感受量LP，导致高频变压器的体积增大。
MOS管的峰值电流相对较小，但存在副边二极管的反向恢复问题，需要给二极管加吸收电路。
DCM模式：(不连续模式)在不连续模式下，初级开关电流是零开始上升到峰值，再回零。
在不连续模式下储存高频变压器的能量在每一个开关周期内全部释放掉，在不连续模式下的IP和IRMS值较大，但所需要的LP较小，高频变压器的体积可以相应减小。
适用于较小功率，副边二极管没有反向恢复的问题，但MOS管的峰值电流相对较大;
连续模式和不连续模式的设定
设在最大占空比时：初级电流Ip1。
开关电源变压器设计实例(详细公式)
高频率变压器的设计例: 输入电压:85~264V输入电压频率:50/60HZ输出电压::12VDC输出电流:5A一、选择CORE的大小:通常按输出功率查CORE厂商的资料,根据CORE高度,在100KHz,与之对应的功率选择功率型的CORE.查TDK PQ2620 PC4 Ui=2300Nh Ae=119mm2 Bs=380mT(100℃) Br=140mT(23℃)二、计算输入电流平均值:PoutIav=η*Vin〈min〉Vin〈min〉=90V*√2-20〈直流涟波及整流管压降〉=110〈V〉η----效率 V out≧12V η=80~85%V out＜12V η=75~80%此处选η=80%60Iav= = 0.68〈A〉0.8*110三、计算输入峰值电流大小:2 IavIp2连续工作模式(CCM) 不连续工作模式(DCM) CCM----连续工作模式,L ηEMC 差适合小功率DCM----不连续工作模式, L ηEMC 好适合大功率2*0.68Ipk= = 1.92〈A〉(1+0.55)*.45四、计算初级电感:Vin(min)．DmaxLp=Ip‧fDmax=0.4~0.5 此处选Dmax=0.45工作频率选f=62KHz110*0.45Lp= <H>=0.423mH =423uH1.95*60*103五、计算初级匝数:Lp*Ip Vin‧TonNp= = *104Ae‧B B‧Ae1Ton= * 0.45 = 7.5us60*103Ae---- 铁芯截面积B---- 2000~2500 高斯,此处选B=2250高斯.110*7.5Np= * 104 =30.8(TS) 选取 31TS2250*1.19六、计算次级匝数Vin(min)‧Ns‧Dam=(V o+V D)‧Np‧(1-Dam)(V o+V D)‧Np‧(1-Dam) ( 12+0.5 )*31*0.55Ns= = =4.3(Ts) Vin(min)‧Dmax 110*0.45此处选Ns= 5Ts七、修正初级圈数和电感:Vin(min)．Ns．Dmax 110*5*0.45Np= = = 36匝(V o+V D)‧Np‧(1-Dam) 12.5*0.55Np．Ae．BLp= *10-4 uH36*119*2250=八、计算Nb(V o+V D)Nb=6.68Ts 选 Nb=7Ts 故 Np:Ns:Nb=36:5:7 Lp=500uH九、计算电流的大小:1.初级电流有效值IrmsIrms=Ipk．√Dmax．(Krp2/3-Krp+1) 或 (Irms=Ipk/√6)Kpp----最小值 0.6<连续模式>,最小值1.0<不连续模式>此处选Krp=0.92 Irms=1.95/√6=0.8A2.次级峰值电流IspkNp． Ipk=Ns IspkIspk=1.95*36/5=14(A)3.次级电流有效值Isrms=Ispk．√(1-Dmax)．Krp2/3-Krp+1)或 9(Isrms=Ispk/√6)Isems=14/√6=5.75(A)。
开关电源变压器 实例
开关电源变压器实例
开关电源变压器实例如下：
以输入电压为85~264V，频率为50/60HZ，输出电压为12VDC，输出电
流为5A的单端反激式开关电源为例。
1. 高频变压器的设计：首先选择适当的磁芯大小。
通常根据输出功率，查找磁芯厂商的资料，根据磁芯高度，在100KHz的频率下选择相应的功率型磁芯。
例如，查TDK PQ2620 PC4，其参数为Ui=2300Nh，Ae=119mm^2，Bs=380mT(100℃)，Br=140mT(23℃)。
2. 计算输入电流平均值：Pout/Iav=n Vin min。
其中，Vin min=90V V2-20直流涟波及整流管压降=110V。
n为变压器匝数比。
以上是开关电源变压器设计的一种实例，实际应用中需要根据具体需求进行设计。
如有需要，建议咨询专业工程师或查阅相关文献资料。
几种开关电源变压器设计计算方法
几种开关电源变压器设计计算方法
开关电源变压器设计计算方法有多种，根据输入和输出电压、电流、效率等参数的不同，可以选择不同的设计方法。
下面介绍几种常见的开关电源变压器设计计算方法。
1.均压系数法：
均压系数法是一种常见的设计方法，适用于输出电压稳定、负载变化较小的情况。
计算步骤如下：
1）确定输入和输出电压、电流；
2）选择变压器的变压比和绕组匝数；
3）根据电流传输比，计算输入和输出绕组的截面积和电流；
4）根据磁通密度，计算变压器的磁芯截面积；
5）计算变压器的工作频率和磁通密度。
2.欧姆法：
欧姆法是一种比较精确的设计方法，适用于需求较高的应用场景。
计算步骤如下：
1）确定输入和输出电压、电流，以及允许的电压降；
2）根据欧姆定律和功率关系，计算输入和输出绕组的电阻；
3）根据电流传输比，计算输入和输出绕组的导线截面积；
4）根据磁通密度，计算变压器的磁芯截面积；
5）计算变压器的工作频率和磁通密度。
3.饱和系数法：
饱和系数法是一种适用于高频开关电源设计的方法，可以有效降低开
关电源的损耗和杂散辐射。
计算步骤如下：
1）确定输入和输出电压、电流，以及允许的饱和电流；
2）根据输入和输出电流计算变压器的有效电流；
3）根据输入电流和变压比，计算输入和输出绕组的有效导线截面积；
4）根据磁通密度，计算变压器的磁芯截面积；
5）计算变压器的工作频率和磁通密度。
以上是几种常见的开关电源变压器设计计算方法。
在实际设计中，还
需要考虑变压器的损耗、绝缘、温升等因素，并结合具体的应用要求进行
优化和调整。
开关电源功率变压器设计方法
开关电源功率变压器的设计方法1、开关电源功率变压器的特性功率变压器是开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。
不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片，而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。
图1（a）为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波，图1（b）为输出端得到的输出波形，可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面：（a）输入波形（b）输出波形图1脉冲变压器输入、输出波形（1）上升沿和下降沿变得倾斜，即存在上升时间和下降时间；（2）上升过程的末了时刻，有上冲，甚至出现振荡现象；（3）下降过程的末了时刻，有下冲，也可能出现振荡波形；（4）平顶部分是逐渐降落的。
这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别，考虑到各种因素对波形的影响，可以得到如图2所示的脉冲变压器等效电路。
图中：Rsi——信号源Ui的内阻Rp——一次绕组的电阻Rm——磁心损耗（对铁氧体磁心，可以忽略）T——理想变压器Rso——二次绕组的电阻RL——负载电阻C1、C2——一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis——一次和二次绕组的漏感Lm1——一次绕组电感，也叫励磁电感n——理想变压器的匝数比，n=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路将图2所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些参数，可得图3所示电路，漏感Li包括Lin和Lis，总分布电容C包括C1和C2；总电阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是励磁电感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次侧的阻值，RL′=RL/n2,折合后的输出电压U′o=Uo/n。
经过这样处理后，等效电路中只有5个元件，但在脉冲作用的各段时间内，每个元件并不都是同时起主要作用，我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。
开关电源中变压器的设计
Fig.1.3 Skeleton top view and winding phase diagram
1.3
反激式电源的磁芯需要进行中柱磨气隙，否则磁芯会很容易饱和，如图1.4所示。在开气隙时采用边磨气隙边测初级电感的方法，当初级电感量达到0.58mH时就证明气隙磨好了。由于气隙会使空气介入，相当于串入一个大磁阻介质，故气隙越大，电感量越小，变压器能储存的能量越多。为了保证变压器的稳定工作，气隙不能开太大，因为能量主要是存储在气隙里，气隙过大会使漏感增加，对EMC和效率都有影响；气隙也不能开太小，气隙过小会导致变压器能够储存的能量变少，当气隙无法容纳正常工作电感所产生的能量时，磁芯就会饱和从而损坏变压器。
开关电源中变压器的设计
开关电源为电子设备提供稳定的功率输出，它的性能好坏直接决定了电子产品的质量，而这种电源性能又与变压器设计优劣密切相关。可以说变压器在开关电源中占据着关键作用，决定着电路的关键技术参数指标及工作状态，因此对于大多数电源而言，电源的设计归根结底就是变压器的设计。开关电源属于一种高频供电系统，频率高必然使变压器体积降低，传递的能量密度升高，温升变大；同时在高频环境下，变压器绕线中的寄生电容很容易与电路中的电感发生谐振，产生噪音，恶化电源的电磁兼容性能。但是在磁性元件没有重大的技术突破之前，这些问题始终会存在，因此我们只能通过其它的方式来对变压器进行优化，从而提高开关电源的整体性能。
④方案一和方案二中变压器的同级线圈少绕一层，这样会使分布电容变小，增强变压器的电磁兼容性能。
综上所述，三明治绕法的变压器漏感小、损耗低、温升少、效率高，但绕制较麻烦；普通绕法的变压器EMC性能更好，且绕制较简单。所以为了提高电源的稳定性与效率，则应该采用方案三。如果电源对电磁兼容性有严格要求，就应该采用方案一。
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开关电源功率变压器的设计方法开关电源功率变压器的设计方法(转贴)开关电源功率变压器的设计方法ADesignMethodofSMPSPowerTrasformer清华大学自动化系张乃国(北京100084)摘要:从开关电源功率变压器的特性和要求引出设计步骤及计算公式.其设计方法参考原电子工业部“指导性技术文件SJ/Z2921”.1开关电源功率变压器的特性功率变压器是开关电源中非常重要的部件,它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的.不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片,而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料,其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗,使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量.图1(a)为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波,图1(b)为输出端得到的输出波形,可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面:图1脉冲变压器输入、输出波形(a)输入波形(b)输出波形(1)上升沿和下降沿变得倾斜,即存在上升时间和下降时间;(2)上升过程的末了时刻,有上冲,甚至出现振荡现象;(3)下降过程的末了时刻,有下冲,也可能出现振荡波形;(4)平顶部分是逐渐降落的.这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别,考虑到各种因素对波形的影响,可以得到如图2所示的脉冲变压器等效电路.图中:Rsi——信号源Ui的内阻Rp——一次绕组的电阻Rm——磁心损耗(对铁氧体磁心,可以忽略)T——理想变压器Rso——二次绕组的电阻RL——负载电阻C1、C2——一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis——一次和二次绕组的漏感Lm1——一次绕组电感,也叫励磁电感n——理想变压器的匝数比,n=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路将图2所示电路的二次回路折合到一次,做近似处理,合并某些参数,可得图3所示电路,漏感Li包括Lin和Lis,总分布电容C包括C1和C2;总电阻RS包括Rsi、RP和Rso;Lm1是励磁电感,和前述的Lm1相同;RL′是RL等效到一次侧的阻值,RL′=RL/n2,折合后的输出电压U′o=Uo/n.经过这样处理后,等效电路中只有5个元件,但在脉冲作用的各段时间内,每个元件并不都是同时起主要作用,我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加.脉冲的上升沿和下降沿包含着各种高频分量,而脉冲的平顶部分包含着各种低频分量.因此在上升、下降和平顶过程中,各元件(L、C等)表现出来的阻抗也不一样,因此我们把这一过程分成几个阶段来分析,分别找出各阶段起主要作用的元件,而忽略次要的因素.例如,当输入信号为矩形脉冲时,可以分3个阶段来分析,即上升阶段、平顶阶段和下降阶段.(1)上升阶段对于通常的正脉冲而言,上升阶段即脉冲前沿,信号中包含丰富的高频成分,当高频分量通过脉冲变压器时,在图3所示的等效电路中,C的容抗1/ωC很小,而Lm1的感抗ωLm1很大,相比起来,可将Lm1的作用忽略,而在串联的支路中,Li 的作用即较为显著.于是可以把图3所示的等效电路简化成图4所示的等效电路.图3图2的等效电路图4图3的简化电路在这个电路中,频率越高,ωLi越大,而1/ωC越小,因而高频信号大多降在Li 上,输出的高频分量就减少了,可见输入信号Usm前沿中所包含的高频分量就不能完全传输到输出端,频率越高的成分到达输出端越小,结果在输出端得到的波形前沿就和输入波形不同,即产生了失真.要想减小这种波形失真,就要尽量减小分布电容C(应减小变压器一次绕组的匝数).但又要得到一定的绕组电感量,所以需要用高磁导率的磁心.在绕制上也可以采取一些措施来减小分布电容,例如用分段绕法;为了减小漏感L1,可采用一、二次绕组交叠绕法等.(2)平顶阶段脉冲的平顶包含着各种低频分量.在低频情况下,并联在输出端的3个元件中,电容C的容抗1/ωC很大,因此电容C可以忽略.同时在串联支路中,Li的感抗ωLi很小,也可以略去.所以又可以把图3电路简化为图5所示的低频等效电路.信号源也可以等效成电动势为Usm的直流电源.这里可用下述公式表达U′o=(UsmRL′)e-T/τ/(Rs+RL′)τ=Lm1(Rs+RL′)RsRL′可见U′o为一下降的指数波形,其下降速度决定于时间常数τ,τ越大,下降越慢,即波形失真越小.为此,应尽量加大Lm1,而减小Rs和RL′,但这是有限的.如果Lm1太大,必然使绕组的匝数很多,这将导致绕组分布电容加大,致使脉冲上升沿变坏.图5图3的低频等效电路图6脉冲下降阶段的等效电路(3)下降阶段下降阶段的信号源相当于直流电源Usm串联的开关S由闭合到断开的阶段,它与上升阶段虽然是相对的过程,但有两个不同;一是电感Lm1中有励磁电流,并开始释放,因此Lm1不能略去;二是开关S断开后,Rs便不起作用,由此得出下降阶段的等效电路,见图6.一般来说,在脉冲变压器平顶阶段以后,Lm1中存储了比较大的磁能,因此在开关断开后,会出现剧烈的振荡,并产生很大的下冲.为了消除下冲往往采用阻尼措施.2功率变压器的参数及公式2.1变压器的基本参数在磁路中,磁通集中的程度,称为磁通密度或磁感应强度,用B表示,单位是特斯拉(T),通常仍用高斯(GS)单位,1T=104GS.另一方面,产生磁通的磁力称为磁场强度,用符号H表示,单位是A/mH=0.4πNI/li式中:N——绕组匝数I——电流强度li——磁路长度磁性材料的磁滞回线表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化这一过程的磁特性变化.图7为一典型的磁化曲线.由坐标0点到a点这段曲线称起始磁化曲线.曲线中的一些关键点是十分重要的,BS:饱和磁通密度,Br:剩磁,HC:矫顽磁力.当Br越接近于BS值时,磁滞曲线的形状越接近于矩形,见图8(a),同时矫顽磁力HC越大时,磁滞曲线越宽,这表明这种磁性材料的磁化特性越硬,表明这种材料为硬磁性材料.当Br和BS相差越大,矫顽磁力HC越小时,即磁滞曲线越瘦,表明这种材料为软磁性材料,脉冲变压器的磁心材料应选用软磁性材料,见图8(b).图7不带气隙的磁滞回线图8硬/软磁性材料和磁滞回线(a)硬磁材料(b)软磁材料如果在磁心中开一个气隙,将建立起一个有气隙的磁路,它会改变磁路的有效长度.因为空气隙的磁导率为1,所以有效磁路长度le为le=li+μilg式中:li——磁性材料中的磁路长度lg——空气隙的磁路长度μi——磁性材料的磁导率对一个给定安匝数,有空气隙磁心的磁通密度要比没有空气隙的磁通密度小.2.2设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作,可用下式计算最大磁通密度(单位:T)Bm=(Up×104)/KfNpSc式中:Up——变压器一次绕组上所加电压(V)f——脉冲变压器工作频率(Hz)Np——变压器一次绕组匝数(匝)Sc——磁心有效截面积(cm2)K——系数,对正弦波为4.44,对矩形波为4.0一般情况下,开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些.变压器输出功率可由下式计算(单位:W)Po=1.16BmfjScSo×10-5式中:j——导线电流密度(A/mm2)Sc——磁心的有效截面积(cm2)So——磁心的窗口面积(cm2)3对功率变压器的要求(1)漏感要小图9是双极性电路(半桥、全桥及推挽等)典型的电压、电流波形,变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一.图9双极性功率变换器波形功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关,仅就变压器而言,减小漏感是十分重要的.(2)避免瞬态饱和一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B-H曲线接近拐点处,因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流.它衰减得很快,持续时间一般只有几个周期.对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大,在通电瞬间就会发生磁饱和.由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压,脉冲变压器的饱和,即使是很短的几个周期,也会导致功率开关管的损坏,这是不允许的.所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题.(3)要考虑温度影响开关电源的工作频率较高,要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小,随着工作温度的升高,饱和磁通密度的降低应尽量小.在设计和选用磁心材料时,除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外,还要特别注意它的温度特性.一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小,一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响,按开关电源工作环境温度为40℃考虑,磁心温度可达60~80℃,一般选择Bm=0.2~0.4T,即2000~4000GS.(4)合理进行结构设计从结构上看,有下列几个因素应当给予考虑:漏磁要小,减小绕组的漏感;便于绕制,引出线及变压器安装要方便,以利于生产和维护;便于散热.4磁心材料的选择软磁铁氧体,由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点,而被广泛应用于开关电源中.软磁铁氧体,常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列,锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3,MnCO3,ZnO,它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等,用途广泛.而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3,NiO,ZnO等,主要用于1MHz 以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等.在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心,而且视其用途不同,材料选择也不相同.用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心,其材料牌号多为R4K~R10K,即相对磁导率为4000~10000左右的铁氧体磁心,而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料,其Bs为0.5T(即5000GS)左右.开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求:(1)具有较高的饱和磁通密度Bs和较低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低,对于变压器和绕制结果有一定影响.从理论上讲,Bs高,变压器的绕组匝数可以减小,铜损也随之减小.在实际应用中,开关电源高频变换器的电路形式很多,对于变压器而言,其工作形式可分为两大类:1)双极性.电路为半桥、全桥、推挽等.变压器一次绕组里正负半周励磁电流大小相等,方向相反,因此对于变压器磁心里的磁通变化,也是对称的上下移动,B 的最大变化范围为△B=2Bm,磁心中的直流分量基本抵消.2)单极性.电路为单端正激、单端反激等,变压器一次绕组在1个周期内加上1个单向的方波脉冲电压(单端反激式如此).变压器磁心单向励磁,磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之间变化,见图7,这时的△B=Bm-Br,若减小Br,增大饱和磁通密度Bs,可以提高△B,降低匝数,减小铜耗.(2)在高频下具有较低的功率损耗铁氧体的功率损耗,不仅影响电源输出效率,同时会导致磁心发热,波形畸变等不良后果.变压器的发热问题,在实际应用中极为普遍,它主要是由变压器的铜损和磁心损耗引起的.如果在设计变压器时,Bm选择过低,绕组匝数过多,就会导致绕组发热,并同时向磁心传输热量,使磁心发热.反之,若磁心发热为主体,也会导致绕组发热.选择铁氧体材料时,要求功率损耗随温度的变化呈负温度系数关系.这是因为,假如磁心损耗为发热主体,使变压器温度上升,而温度上升又导致磁心损耗进一步增大,从而形成恶性循环,最终将使功率管和变压器及其他一些元件烧毁.因此国内外在研制功率铁氧体时,必须解决磁性材料本身功率损耗负温度系数问题,这也是电源用磁性材料的一个显著特点,日本TDK公司的PC40及国产的R2KB等材料均能满足这一要求.(3)适中的磁导率相对磁导率究竟选取多少合适呢?这要根据实际线路的开关频率来决定,一般相对磁导率为2000的材料,其适用频率在300kHz以下,有时也可以高些,但最高不能高于500kHz.对于高于这一频段的材料,应选择磁导率偏低一点的磁性材料,一般为1300左右.(4)较高的居里温度居里温度是表示磁性材料失去磁特性的温度,一般材料的居里温度在200℃以上,但是变压器的实际工作温度不应高于80℃,这是因为在100℃以上时,其饱和磁通密度Bs已跌至常温时的70%.因此过高的工作温度会使磁心的饱和磁通密度跌落的更严重.再者,当高于100℃时,其功耗已经呈正温度系数,会导致恶性循环.对于R2KB2材料,其允许功耗对应的温度已经达到110℃,居里温度高达240℃,满足高温使用要求.5开关电源功率变压器的设计方法5.1双极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件:电路形式,开关工作频率,变压器输入电压幅值,开关功率管最大导通时间,变压器输出电压电流,输出侧整流电路形式,对漏感及分布电容的要求,工作环境条件等.(1)确定磁心尺寸1)求变压器计算功率PtPt的大小取决于变压器输出功率及输出侧整流电路形式:全桥电路,桥式整流:Pt=(1+1/n)Po 半桥电路,双半波整流:Pt=(1/n+)Po 推挽电路,双半波整流:Pt=(/n+)Po式中:Po=UoIo,直流输出功率.Pt可在(2~2.8)Po范围内变化,Po及Pt均以瓦(W)为单位.n=N1/N2,变压匝数比.2)确定磁通密度BmBm与磁心的材料、结构形式及工作频率等因素有关,又要考虑温升及磁心不饱和等要求.对于铁氧体磁心多采用0.3T(特斯拉)左右.3)计算磁心面积乘积SpSp等于磁心截面积Sc(cm2)及窗口截面积So(cm2)的乘积,即Sp=ScSo=[(Pt×104)/4BmfKwKj]1.16(cm4)式中:Kw——窗口占空系数,与导线粗细、绕制工艺及漏感和分布电容的要求等有关.一般低压电源变压器取Kw=0.2~0.4.Kj——电流密度系数,与铁心形式、温升要求等有关.对于常用的E型磁心,当温升要求为25℃时,Kj=366;要求50℃时,Kj=534.环型磁心,当温升要求为25℃时,Kj=250;要求50℃时,Kj=365.由Sp值选择适用于或接近于Sp的磁性材料、结构形式和磁心规格.(2)计算绕组匝数1)一次绕组匝数:N1=(Up1ton×10-2)/2BmSc(匝)式中:Up1——一次绕组输入电压幅值(V)ton——一次绕组输入电压脉冲宽度(μs)2)二次绕组匝数:N2=(Up2N1)/Up1(匝)……Ni=(UpiN1)/Up1(匝)式中:Up2…Upi——二次绕组输出电压幅值(V)(3)选择绕组导线导线截面积Smi=Ii/j(mm2)式中:Ii——各绕组电流有效值(A)j——电流密度j=KjSp-0.14×10-2(A/mm2)(4)损耗计算1)绕组铜损Pmi=Ii2Rai(W)式中:Rai——各绕组交流电阻(Ω),Ra=KrRd,Rd——导线直流电阻,Kr——趋表系数,Kr=(D/2)2/(D-△)·△,D——圆导线直径(mm),△——穿透深度(mm),圆铜导线△=66.1/f0.5(f:电流频率,Hz)变压器为多绕组时,总铜损为Pm= Ii2Rai(W)2)磁心损耗Pc=PcoGc式中:Pco——在工作频率及工作磁通密度情况下单位质量的磁心损耗(W/kg)Gc——磁心质量(kg)3)变压器总损耗Pz=Pm+Pc(W)(5)温升计算变压器由于损耗转变成热量,使变压器温度上升,其温升数值与变压器表面积ST有关ST=式中:Sp——磁心面积乘积(cm4)KS——表面积系数,E型磁心KS=41.3,环型磁心KS=50.95.2单极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件:电路形式,工作频率,变换器输入最高和最低电压,输出电压电流,开关管最大导通时间,对漏感及分布电容的要求,工作环境条件等.(1)单端反激式计算1)变压器输入输出电压一次绕组输入电压幅值UP1=Ui-△U1式中:Ui——变换器输入直流电压(V)△U1——开关管及线路压降(V)二次绕组输出电压幅值UP2=U02+△U2……UPi=U0i+△Ui式中:U02…U0i——直流输出电压(V)△U2…△Ui——整流管及线路压降(V)2)一次绕组电感临界值(H)式中:n——变压器匝数比n=tonUp1/toffUp2ton——额定输入电压时开关管导通时间(μs)toff——开关管截止时间(μs)T——开关电源工作周期(μs),T=1/f,f:工作频率(Hz)Po——变压器输出直流功率(W)通常要求一次绕组实际电感Lp1≥Lmin3)确定工作磁通密度单端反激式变压器工作在单向脉冲状态,一般取饱和磁通密度值(Bs)的一半,即脉冲磁通密度增量△Bm=BS/2(T)4)计算磁心面积乘积Sp=392Lp1Ip1D12/△Bm(cm4)式中:Ip1——一次绕组峰值电流Ip1=2Po/Up1minDmax(A)式中:Up1min——变压器输入最低电压幅值(V)Dmax——最大占空比,Dmax=tonmax/TD1——一次绕组导线直径(mm),由一次绕组电流有效值I1确定,单向脉冲时I1=Ip1(ton/T)0.55)空气隙长度lg=0.4πLp1Ip12/△Bm2SC(cm)6)绕组匝数计算一次绕组,有气隙时N1=△Bmlg×104/0.4πIp1(匝)无气隙时(匝)式中:LC——磁心磁路长度(cm)μe——磁心有效磁导率,由工作的磁通密度和直流磁场强度及磁性材料决定,查阅磁心规格得出.二次绕组N2=[Up2(1-Dmax)/Up1minDmax]N1……Ni=[Upi(1-Dmax)/UpiminDmax]N1(2)单端正激式计算单端正激式电路工作的特点是一、二次绕组同时工作,另加去磁绕组,因此计算方法与双极性电路类似.1)二次绕组峰值电流等于直流输出电流,即IP2=I022)二次绕组电压幅值开关电源功率变压器的设计方法U p2=(Uo2+△U2)/D(V)式中:Uo2——输出直流电压(V)△U2——整流管及线路压降(V)D——额定工作状态时的占空比D=ton/T3)变压器输出功率P2= (DUp2Ip2)(W)式中:Up2——变压器输出电压幅值(V)Ip2——二次绕组峰值电流(A)4)确定磁心体积Ve=(12.5βP2×103)/f(cm3)式中:β——计算系数,工作频率f=30~50kHz时, β=0.3由Ve值选择接近尺寸的磁心.5)一次绕组匝数N1=(Up1ton×10-2)/f(匝)式中:Up1——变压器输入额定电压幅值(V)6)二次绕组匝数N2=(Up2/Up1)N1……Ni=UpiN1/Up17)去磁绕组匝数NH=N18)绕组电流有效值二次侧:I2=Ip2一次侧:I1=Up2I2/Up1去磁:IH=(5~10)%I1***上述仅是常规计算方法,由于所选用材料及工艺的不同,有些数据应做相应的调整.还应做漏感、分布电容、温升及窗口校核等计算,这些计算较繁琐,经验性较强,必要时请阅专著.。