设计高压侧栅极驱动电路与损耗
设计高压侧栅极驱动电路与损耗
：Jun-Bae Lee、Byoung-Chul Cho、Dae-Woong Chung和Bum-Seok Suh, 飞兆半导体公司SPM和系
统工程组发表时间：2005-09-07
引言
Mini-SPM系列产品,为低功率(100W ~ 2.2kW) 电机驱动电路提供高效率、高可靠性和设计简便的方案。
Mini-SPM采用内置高压驱动IC (HVIC) 作为栅极驱动电路，使设计更简单紧凑，从而大幅降低整个系统的成本并提高可靠性，并且更为系统设计人员带来极佳的高压侧栅极电路设计灵活性。
本文着重讨论Mini-SPM采用的高压侧栅极驱动电路的特点和优点。
设计中采用外接栅极电阻优化开关损耗和开关噪声之间的权衡，降低可能引起HVIC 误操作的电压应力。
本文中的讨论在通常情况下适用于所有IGBT驱动IC种类。
飞兆半导体已开发出Mini-SPM的最新版本，其额定功率为600V×(3~30)A。
图1和图2所示分别为此种Mini-SPM的外观和内部功能块图。
由于Mini-SPM具有低成本、高效率、高可靠性和设计简单的优点，因此广泛应用于空调、洗衣机、冰箱和其它工业应用中。
Mini-SPM最突出的特点之一是给予最终用户很大的设计灵活性，能够大幅提高系统的整体性能。
Mini-SPM采用3个独立N极接线端子结构，有助用户方
便、高效地检测各相的负载电
流，从而实现高效率、低成本电机驱动算法。
高压侧外接栅极电阻能让设计人员调节Mini-SPM的开关速度，此举有助于优化开关损耗和开关噪声，并且降低电压应力(可能在极端条件下引起HVIC闭锁)。
本文着重介绍终端用户可以通过这类产品具备的一些优点，以及在设计高压侧栅极电阻时应考虑的问题。
当然，除Mini-SPM外，这些讨论也适用于一般的逆变器应用。
采用HVIC栅极驱动电路的阻抗元件
图3所示为采用HVIC的栅极驱动电路及其外围电路。
这包括了一个外部电路，用来给Mini-SPM的内置HVIC提供自举电压。
Mini-SPM具有内置栅极电阻(R G)，并可在高压侧栅极驱动电路添加额外的阻抗。
在HVIC和高压侧IGBT发射极之间外接阻抗元件，设计人员可以调节高压侧的开关耗损和开关噪声。
图4给出了不同类型的阻抗元件组合。
最终用户可选择其一来控制IGBT开/关速度。
类型A（电阻标记为R E(H)）因具有实用的功能而得到最广泛应用。
至于其它类型，也会得
到类型A的效果，但本文主要讨论类型A。
R E(H)的设计和特征
基本上，选择R E(H)时要考虑两个因素。
首先，最终用户要考虑开关损耗与开关噪声(即dv/dt) 间的权衡，因为R E(H)会影响高压侧IGBT的开关功能。
其次，要避免HVIC在极端条件下的误操作，因为如有负压加在Vs端，会导致HVIC闭锁。
A. 开关损耗与开关噪声之间的权衡
高速开关动作会通过系统接地、电机和输出电缆之间的耦合寄生电容(Cparasitic) 产生噪声电流(inoise)。
(1)
一般来说，IGBT导通时的dv/dt (即二极管的关断dv/dt) 是EMI噪声的主要致因。
设计栅极驱动电路需要达到两个不同的目标：降低IGBT开关损耗和EMI噪声。
与采用固定栅极驱动电路的一般功率模块不同，Mini-SPM支持外接栅极电阻，能够成功实现这
两个目标。
R E(H)与内部R G一起充当IGBT运行时的栅极电阻。
R E(H)越大，开关速度便越慢。
当然，开关速度的放慢会在降低噪声的同时增加开关损耗。
不过，与内部RG不同，很小的R E(H)便足以降低dv/dt，而且导通时的di/dt也只有微小的增加。
这正是R E(H)的主要效用。
如图5所示，在t1区域，R E(H)的作用只是高压侧栅极驱动电路的栅极电阻。
只要它远小于RG，就不会影响导通di/dt，但却可控制dv/dt使其远小于di/dt。
在t3区域，HVIC的寄生电容通过R E(H)充电，在R E(H)上产生压降。
VGE的降低使导通dv/dt减慢。
图6给出了采用这种新型栅极驱动技术来控制导通dv/dt的实验结果。
实验中，RE(H)增加到最大值，因为它似乎能在小于1kV/ms的限度内产生足够的dv/dt水平。
由于降低导通电流会在IGBT 导通开启时产生较高的dv/dt，实验中的导通电流设为1A。
尽管RE(H)增加了，di/dt仍保
持不变。
不过，dv/dt 却显著下降。
图7所示为开关dv/dt的定义。
图8表示开关损耗和开关dv/dt随R E(H)的变化关系。
当R E(H)增加，开关损耗也稍微增加，而dv/dt则显著下降。
B. 负压VS和VBS过压
HVIC的闭锁主要由VS上出现负压或VBS出现过压而引起，这种负压和过压是开关电流过量所致。
当负载通过小电感对地短路，就会在线路上产生大电流。
当高压侧IGBT关闭以切断该短路电流时，二极管电流IF开始流经Rsh、DF和杂散电感(见图9(a))。
由于IF
di/dt 增加，过大电压的VF会出现。
过大的VF使VS变为负压，同时使VBS出现尖峰，这就可能导致HVIC出现误操作，进而损坏HVIC和IGBT。
不过，采用R E(H)就可通过降低电压应力，从而防止HVIC闭锁。
图9 (b) ~ (d) 给出了负载通过一根20cm长电缆对地短路时的实验波形。
当IGBT在R E(H)=0时关断，施加在VS 上的电压为-60V，施加在VBS上的尖峰脉冲为34V，宽度为200毫微秒。
这些冲击都超过了HVIC的技术指标，因而危及其稳定性。
当RE(H)越大，对HVIC的电压应力的冲击越小。
设计考虑
A. RBS的选择
图10所示为自举电容在充电初始阶段中电流的路径。
当R E(H)的压降大于高压侧IGBT 的电压阈值时，高压侧IGBT将被置为“导通”状态，并导致开关臂短路(arm short)。
因此，R E(H)的电压(见公式(2)) 应当低于IGBT的电压阈值。
&nb
sp; (2)
对于Mini-SPM，我们建议其RBS应比R E(H)大两倍，这样，即使在最坏的情况下(如
IGBT电压阈值小和VCC高的情况)，也能限制R E(H)上的压降。
B. RE(H)的额定功率
在选择R E(H)的额定功率时，要充分考虑高压侧IGBT栅极的充电和放电情况。
建议采用的R E(H)额定功率为0.5W。
C. RE(H)的上限
当低压侧IGBT导通时，高压侧IGBT集电极和发射极之间的dv/dt将增加。
由于dv/dt 的这种变化，CCG感应出的电流ICG会流经RG和R E(H) 。
如果VGE大于高压侧IGBT的电压阈值，高压侧IGBT便会发生瞬间导通。
为了防止这种故障出现，应对RE(H)设置上限。
而对于Mini-SPM，RE(H)的限制为低于30Ω。
在R E(H)=100Ω时，IC反向恢复电流有所不同，这种异常电流是由于高压侧IGBT的瞬间导通而产生。
结论
本文讨论了如何使用Mini-SPM设计高压侧栅极驱动电路，并着重讨论采用外接栅极电阻来优化开关损耗和噪声之间的权衡，以及降低HVIC电压应力。
本文的讨论在一般情况下适用于所有IGBT驱动IC。
IGBT的栅极驱动电路
28
2. 2SD315A的内部结构
电，E点电位逐步下降，二极管D1导通使D点电位也逐步
下降，从而使EXB841引脚3的电位也逐步下降，慢慢关 断IGBT。
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3.2.3 HR065 IGBT厚膜集成驱动电路
（1）内部结构和工作原理
输入脉冲信号经 高速光耦合器隔 离后，通过传输 级即可送到输出 级，产生正、负 偏压加到 IGBT 栅极。
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T4、T5、D1及R4～R8、C1～C3 构成了过电流检测、故障 信号输出电路及导通保持电路。
当IGBT正常导通时，引脚8和引脚1之间的电压（为IGBT
饱和压降与外接检测二极管正向压降之和）较低，故 DW1 中无电流通过，T5基极没有正向偏置而处于截止状态，故 障输出端5、6之间无电压输出。
22
14
①开 通过 程。
光电耦合器 OC1 导通，A点电位降到0 V，使T1和T2截 止。T2截止使D点电位上升到20 V，T4导通，T5截止。 T4通过栅极电阻 RG 向 IGBT 的栅极提供一个驱动电流 使其导通 。
15
①开 通过 程。
T1截止，使＋20 V电源通过R3向电容C2充电，B点电 位上升，由于IGBT约1s后导通，uCE下降至3 V，从 而将EXB841引脚6的电位钳制在8 V左右 ，因此，B点 和C点电位只能到8 V左右。DW1 的稳压值为13 V 。
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EXB841集成驱动电路的原理图
高压栅极驱动 ic 自举电路的设计与应用指南(
一、概述高压栅极驱动IC自举电路是一种常用于驱动MOSFET等功率器件的电路，其设计与应用对于提高系统的性能和稳定性具有重要意义。
本文将从基本原理、设计要点和实际应用等方面，对高压栅极驱动IC自举电路进行全面系统的介绍和分析，旨在为工程师和研究人员提供一份全面且实用的指南。
二、基本原理1. 高压栅极驱动IC自举电路的概念高压栅极驱动IC（Integrated Circuit）自举电路是一种能够产生驱动信号所需的高压电源的电路，通常用于驱动功率开关器件（如MOSFET、IGBT等）。
2. 自举电路的工作原理自举电路通过外部电容器储存电荷，在需要驱动时将这部分电荷释放，从而形成高压供电。
该电路能够有效地提供驱动信号所需的高电压，同时具有简单、高效等特点。
三、设计要点1. 电容器的选择在设计高压栅极驱动IC自举电路时，电容器的特性对电路的性能具有重要影响。
电容器的选择应考虑其容量、工作电压和频率特性等。
2. 电源管理电路自举电路需要有稳定可靠的电源管理电路，来保证其供电过程的稳定性和可靠性。
在设计时应选用合适的稳压器、电源管理IC等器件。
3. 驱动信号的匹配高压栅极驱动IC自举电路应能够有效地匹配待驱动器件的输入电压和电流要求，以确保系统的性能和稳定性。
四、实际应用1. 在功率电子系统中的应用高压栅极驱动IC自举电路广泛应用于各种功率电子系统中，如电源逆变器、电机驱动器、变流器等。
2. 在新能源领域的应用随着新能源技术的快速发展，高压栅极驱动IC自举电路在太阳能、风能等领域得到了广泛的应用，为新能源系统的高效工作提供了重要支持。
五、总结高压栅极驱动IC自举电路作为一种常见的功率器件驱动方案，在现代电子系统中具有重要的应用价值。
本文通过对其基本原理、设计要点和实际应用进行了全面介绍，旨在帮助读者更好地了解和应用这一技术，并在实际工程中取得更好的效果。
文章的篇幅可能不足3000字，需要根据实际情况继续扩展内容。
IGBT栅极驱动的参数要求和驱动条件
驱动电路的基本性能1.概述IGBT器件的发射极和栅极之间是绝缘的二氧化硅结构，直流电不能通过，因而低频的静态驱动功率接近于零。
但是栅极和发射极之间构成了一个栅极电容CGs，因而在高频率的交替导通和关断时需要一定的动态驱动功率。
小功率IGBT的CGs一般在10~l00pF 之内，对于大功率的绝缘栅功率器件，由于栅极电容CGs较大，在1~l00pF，甚至更大，因而需要较大的动态驱动功率。
IGBT栅极电压可由不同的驱动电路产生，栅极驱动电路设计的优劣直接关系到由IGBT构成的系统长期运行可靠性。
正向栅极电压的值应该足够令IGBT产生完全饱和，并使通态损耗减至最小，同时也应限制短路电流和它所带来的功率应力。
IGBT正栅压VGE越大，导通电阻越低，损耗越小。
但是，如果VGE过大，一旦IGBT过流，会造成内部寄生晶闸管的静态擎柱效应，造成IGBT失效。
相反如果VGE过小，可能会使IGBT的工作点落人线性放大区，最终导致器件的过热损坏。
在任何情况下，开通时的栅极驱动电压，应该在12~20V之间。
当栅极电压为零时，IGBT处于断态。
由于IGBT的关断过程可能会承受很大的dv/dt，伴随关断浪涌电流，干扰栅极关断电压，可能造成器件的误开通。
为了保证IGBT在集电极-发射极电压上出现dv/dt噪声时仍保持关断，必须在栅极上施加一个反向关断偏压，采用反向偏压还可减少关断损耗。
反向偏压应该在-5~-15V之间。
理想的心鄒驱动再路应具有以下基本性能：1)要求驱动电路为IGBT提供一定幅值的正反向栅极电压VGE。
理论上VGE≥VGE(th），IGBT即可导通；当VGE太大时，可能引起栅极电压振荡，损坏栅极。
正向VGE越高，IGBT器件的VGES 越低，越有利于降低器件的通态损耗。
但也会使IGBT承受短路电流的时间变短，并使续流二极管反向恢复过电压增大。
因此正偏压要适当，一般不允许VGE超过+-20V。
关断IGBT时，必须为IGBT 器件提供-5~-15V的反向VGE，以便尽快抽取IGBT器件内部的存储电荷，缩短关断时间，提高IGBT的耐压和抗干扰能力。
IGBT的驱动特性及功率损耗计算
IGBT的驱动特性及功率损耗计算作者：海飞乐技术时间：2017-05-17 15:361.IGBT的驱动特性1.1驱动特性的主要影响因素IGBT的驱动条件与IGBT的特性密切相关。
设计栅极驱动电路时，应特别注意开通特性、负载短路能力和dv/dt引起的误触发等问题。
栅极电压Uge增加(应注意Uge过高而损坏IGBT)，则通态电压下降(Eon也下降)，如图1所示(此处以200 A lGBT为例)。
由图中可看出，若Ugc固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高。
如图1a，电流容量将随结温升高而减少(NPT工艺正温度特性的体现)如图1b所示。
图1 栅极电压Uge与Uce和Tvj的关系栅极电压Uge直接影响IGBT的可靠运行，栅极电压增高时有利于减小IGBT的开通损耗和导通损耗，但同时将使lGBT能承受的短路时间变短(10 µs以下)，使续流二极管反向恢复过电压增大，所以务必控制好栅极电压的变化范围，一般Vge可选择在-10~+15 V之间，关断电压-10V，开通电压+15V。
开关时Uge与lg的关系曲线见图2a和图2b所示。
图2 开关时Uge与Ig的关系曲线栅极电阻Rg增加，将使IGBT的开通与关断时间增加，使开通与关断能耗均增加，但同时，可以使续流二极管的反恢复过电压减小，同时减少EMI的影响。
而门极电阻减少，则又使di/dt增大，可能引发IGBT误导通，但是，当Rg减少时，可以使得IGBT关断时由du/dt所带来误触发的可能性减小，同时也可以提高IGBT承受短路能量的能力，所以Rg 大小各有好坏，客户可根据自己设计特点选择。
图3为Rg大小对开关特性的影响，损耗关系请参照图4所示。
图3Rg大小对开关特性的影响(di/dt大小不同)图4 门极电阻Rg与Eon/Eoff由上述可得IGBT的特性随门极驱动条件的变化而变化，就象双极型晶体管的开关特性和安全工作区随基板驱动而变化一样。
但是lGBT所有特性难以同时最佳化，根据不同应用，在参数设定时进行评估，找到最佳折冲点。
高压栅极驱动器自举电路设计
占空比和导通时间受限于自举电容 CBOOT，刷新电荷所 需时间的限制。
这个电路最大的难点在于：当开关器件关断时，其源极的 负电压会使负载电流突然流过续流二极管，如图 3 所示。
该负电压会给栅极驱动电路的输出端造成麻烦，因为它 直接影响驱动电路或 PWM 控制集成电路的源极 VS 引 脚，可能会明显地将某些内部电路下拉到地以下，如图 4 所示。另外一个问题是，该负电压的转换可能会使自举 电容处于过压状态。
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使用说明书
2.4 VS 引脚产生负电压的原因
如图 5 所示，低端续流二极管的前向偏置是已知的将 VS 下低到 COM （地）以下的原因之一。
主要问题出现在整流换向期间，仅仅在续流二极管开始 箝压之前。
在这种情况下，电感 LS1 和 LS2 会将 VS 压低到 COM 以 下，甚至超过如上所述的位置或正常稳态。
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图 6. 关断期间的波形
© 2008 飞兆半导体 Rev. 1.0.0 • 6/8/09
2
AN-6076
2.5 VS 引脚电压下冲的影响
如果电压下冲幅度超过规定的绝对最大额定值，栅极驱 动集成电路受到损害，或者栅极驱动集成电路暂时锁存 现态。
图 7 显示高端输出信号没有随输入信号而改变但发生闭 锁现象，此时，半桥电路中的外部主高端和低端开关处 于短路状态。
使用说明书
2.7 寄生电感效应
负电压的振幅是：
VS − COM = −(VRBOOT + VFDBOOT ) − (LS1 + LS2 )di dt
(1)
为了减小流过寄生电感的电流随时间变化曲线的斜度， 要使等式 1 中的导数项最小。
600v单片集成ipm高压侧栅极驱动电路设计
600v单片集成ipm高压侧栅极驱动电路设计
设计一个600V单片集成IPM（智能功率模块）高压侧栅极驱动电路需要考虑到多个因素，包括电压等级、驱动能力、隔离要求、电磁兼容性等。
以下是一个基本的设计步骤和考虑因素：
1. 电压等级和安全裕量：考虑到600V的电压等级，设计时应留有足够的
安全裕量。
通常，实际应用中的电压可能高于或低于标称值，因此设计时应考虑这些极端情况。
2. 驱动能力：栅极驱动电路需要能够提供足够的电流来驱动IPM的功率开关。
这需要根据具体的IPM规格来确定。
3. 隔离要求：在高压应用中，隔离是关键。
需要考虑使用光耦、磁耦或者
其他隔离技术来确保电路的安全运行。
4. 电磁兼容性（EMC）：设计时需要考虑到EMC问题，如减小噪声、防
止电磁干扰等。
这可能涉及到滤波、屏蔽等措施。
5. 集成单片设计：考虑到单片集成的要求，应选择合适的芯片工艺和封装
形式。
同时，电路设计应尽量简洁高效，以减小芯片面积和成本。
6. 可靠性：在设计时应考虑采用一些可靠性措施，如降额设计、热设计等，以增强电路的稳定性。
7. 保护功能：考虑加入过流保护、过压保护、欠压保护等功能，以防止电
路在异常情况下受损。
8. 测试与验证：在设计完成后，需要进行充分的测试和验证，以确保电路的功能和性能满足要求。
具体设计时，还需要根据具体的IPM规格书和实际应用需求来进行调整。
如果需要更详细的设计指导或者具体电路图，建议寻求专业电子工程师的帮助。
应用栅极电荷设计MOSFET IGBT驱动电路
应用栅极电荷设计MOSFET、IGBT驱动电路1、MOSFET、IGBT的栅极输入特性那些对MOSFET、IGBT的栅极输入特性不太熟悉的工程师经常通过data sheet 上提供的栅极与源极间(Ciss)、栅极与漏极间电容（Crss）来设计驱动电路的参数。
然而仅通过这两个数据设计驱动电路是远远不够的。
虽然Ciss是一个很重要的参数，但是在实际应用当中Crss要比所给的数值大的多而且很难掌握因为它随电压并不成线性变化，虽然Ciss也受电压的影响但程度要小。
Crss 的影响类似于在真空放大管发现的现象即：Miller 效应。
在真空管里面两个极板之间（输出于输入之间）由于极间电容的影响存在一个反馈回路,这个回路将会抬高器件的输入条件进而导致动态时的极间电容要比静态时电容大的多。
这个现象最初是由Miller先生发现的。
在高频时Crss的作用不可忽视并且此时与DS极电压成一个函数关系。
克服Miller 效应没什么直接了当的方法及时针对真空管也是这样，而对MOSFET来讲就更难。
虽然在静态时Crss 要比Ciss小的多，但动态时Crss的值可能会是Ciss的20倍，因此在开通时Crss要比Ciss需要更多的充电电荷。
为了给工程师们提供一种实用有效的栅极驱动的设计方法，IR公司给他们的IGBT 、MOSFET产品加了一个“栅极电荷”的参数。
工程师们可以用这个参数计算栅极驱动所需要的电流。
栅极电荷是这样定义的：控制管子导通程度所需要的电荷。
2、测试电路图1典型的用来测试栅极电荷的电路如图1所示。
在此电路中有一个固定电流通过0.1uF的电容C1和一个整流二极管D1给所测试器件（DUT）栅极充电，在这个测试装置中消耗在栅极上的电荷与加在DS极间的电压和充电的恒定电流相关。
图2是我们在示波器上所看到Vgs的测试波形（横坐标是电量，纵坐标是栅极电压）。
由于充电电流是恒定的，所以每一阶段的时间长短就表明了所需电荷的多少。
负载波动下IGBT损坏分析及驱动电路优化设计
负载波动下IGBT损坏分析及驱动电路优化设计摘要：本文分析了四种常见变频器的运行参数，并从维修的层面分析了这些变频器的可靠性。
得出了一个结论就是：只有更可靠的变频器驱动电路才可以有效地将输出级与控制级隔离，并且有效地吸收来自门的不同报警信号。
随着电机负载的波动，IGBT栅极中的浪涌电压产生了一个波动的电压信号，导致IGBT在应该关闭的时候跳闸，导致上下桥IGBT的拉伤和IGBT的损坏。
对此，提出了优化的 IGBT 驱动电路的结构，并在使用中证明，该驱动电路不仅结构系统简单、还具有运行可靠等特点。
关键词：IGBT; 驱动电路; 可靠性; 振荡电压引言：IGBT电源模块的损坏是一种比较常见的故障诊断，一般是由很多种因素造成的。
比如：输出负载短路；外部电源电压过高；负载过大；大电流持续工作；负载波动引起浪涌电流过大；冷却风扇的性能不好；造成部件温度过高；进而引起性能变差、参数改变甚至部件烧坏等。
由冷却风扇不良引起的IGBT损坏可以通过加强变频器的维护来防止；由负载短路和电流过长引起的变频器损坏是不正确的，因为变频器有一个特殊的电路来施加保护，如果这个电路工作正常，除非电路设计不合理，否则变频器不会因这些原因而损坏。
经过分析，笔者认为，当负载振荡时，会引起IGBT栅极的电压波动，如果振荡幅度大，将使上下桥IGBT产生应变导致IGBT损坏。
虽然克服这类振荡通常采用在IGBT关断时向栅极加一个反向电压来减小振荡影响，但是若负载振荡达到较大程度, IGBT仍有可能受到损伤。
通过对IGBT栅极振荡机制进行深入剖析，这里提出了一个可靠的控制电路方案，具有良好的实际应用前景。
一、IGBT的概述及特性IGBT（绝缘栅双极晶体管）是一种由MOSFET（绝缘栅场效应管）和BJT（双极结晶体管）组成的复合半导体器件。
虽然IGBT有电流消耗的缺点，但它同时具有低MOSFET驱动电流和高BJT电流的优点，被广泛用于高电压、大电流和高速开关环境中。
高压栅极驱动ic自举电路的设计与应用指南
高压栅极驱动ic自举电路的设计与应用指南下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。
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MOS驱动电路设计
高速MOS驱动电路设计和应用指南简介MOSFET是Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor的首字母缩写，它在电子工业高频、高效率开关应用中是一种重要的元件。
或许人们会感到不可思议，但是FET是在1930年，大约比双极晶体管早20年被发明出来。
第一个信号电平FET晶体管制成于二十世纪60年代末期，而功率MOSFET是在二十世纪80年代开始被运用的。
如今,成千上万的MOSFET晶体管集成在现代电子元件,从微型的到“离散”功率晶体管。
本课题的研究重点是在各种开关模型功率转换应用中栅极驱动对功率MOSFET 的要求。
场效应晶体管技术双极晶体管和场效应晶体管有着相同的工作原理。
从根本上说,，两种类型晶体管均是电荷控制元件，即它们的输出电流和控制极半导体内的电荷量成比例。
当这些器件被用作开关时，两者必须和低阻抗源极的拉电流和灌电流分开，用以为控制极电荷提供快速的注入和释放。
从这点看，MOS-FET在不断的开关，当速度可以和双极晶体管相比拟时，它被驱动的将十分的‘激烈’。
理论上讲，双极晶体管和MOSFET的开关速度是基本相同的，这取决与载流子穿过半导体所需的时间。
在功率器件的典型值为20 ~ 200皮秒，但这个时间和器件的尺寸大小有关。
与双极结型晶体管相比，MOSFET在数字技术应用和功率应用上的普及和发展得益于它的两个优点。
优点之一就是在高频率开关应用中MOSFET使用比较方便。
MOSFET更加容易被驱动，这是因为它的控制极和电流传导区是隔离开的，因此不需要一个持续的电流来控制。
一旦MOSFET导通后，它的驱动电流几乎为0。
另外，在MOSFET中，控制电荷的积累和存留时间也大大的减小了。
这基本解决了设计中导通电压降（和多余的控制电荷成反比）和关断时间之间的矛盾。
因此，MOSFET技术以其更加简单的、高效的驱动电路使它比晶体管设备具有更大的经济效益。
此外，有必要突出强调下，尤其是在电源应用上，MOSFET本身具有阻抗特性。