电磁脉冲对细线耦合的时域多分辨分析

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复杂电磁背景下时频混叠信号识别与提取技术研究

复杂电磁背景下时频混叠信号识别与提取技术研究

复杂电磁背景下时频混叠信号识别与提取技术研究引言在现代通信和雷达系统中,复杂电磁背景下的时频混叠信号常常给信号的识别和提取带来了困难。

本文将重点研究在复杂电磁背景下时频混叠信号的识别和提取技术。

1.什么是复杂电磁背景下的时频混叠信号复杂电磁背景产生非线性系统响应,导致信号在时域和频域上重叠的现象称为时频混叠。

这种现象经常发生在雷达系统中,由于电磁波的多次反射和散射,信号与背景之间的相互干扰使信号的时域和频域信息难以独立分离,从而给信号的识别和提取带来了挑战。

2.时频混叠信号识别与提取的重要性在复杂电磁背景下,准确地识别和提取混叠的信号对于通信和雷达系统的性能至关重要。

只有当信号被准确地识别和提取出来时,才能进行后续的处理和分析,以实现有效的信息传输和目标跟踪。

3.时频分析方法3.1短时傅里叶变换(S h o r t T i m e F o u r i e r T r a n s f o r m,S T F T)短时傅里叶变换是一种将信号分解为时频域表示的方法。

通过将信号划分为若干片段,每个片段内进行傅里叶变换,可以得到该时刻信号在频域上的分布。

然而,S T FT方法的分辨率受时间和频率窗宽的限制,难以同时实现高时间和高频率分辨率。

3.2小波变换(W a ve l e t T r a n s f o r m)小波变换是一种利用小波函数对信号进行时频分析的方法。

小波函数具有局部性和多尺度性质,通过与信号进行卷积运算,可以将信号分解为不同频率分量。

因此,小波变换在时频分析中具有更好的局部化特性和更高的分辨率。

4.信号识别和提取方法4.1基于模式识别的方法基于模式识别的方法通过构建合适的特征提取和分类模型,对复杂电磁背景下的信号进行识别和提取。

常用的特征提取方法包括时域特征、频域特征和时频域特征。

分类模型可以采用传统的机器学习算法或深度学习算法。

4.2基于协方差匹配的方法基于协方差匹配的方法通过对信号的协方差矩阵进行分析,识别出信号与背景的差异。

【国家自然科学基金】_时域有限差分(fdtd)_基金支持热词逐年推荐_【万方软件创新助手】_20140731

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2008年 序号 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52
磁化等离子体光子晶体 直角弯曲 电离层 电磁辐射限值 电磁粒子模拟 电磁波时域有限差分 生物电磁剂量 理想匹配层 狭缝滤波器 灾难性谐振 混波室 沟槽等离激元 正演模拟 模式竞争 有限时域差分方法 有限时域差分 时频变换 时空整形 时域有限差分方法 时域有限差分(fdtd) 时域伪谱算法 无序介质 散射体 散射 探地雷达 手机辐射 慢光速 微结构表面 微结构 微波黑体 微带线 归一化截止频率 弱条件稳定 平面波 平板透镜 屏蔽效能 屏蔽布 局域等离激元振荡 对称性破缺 完全匹配层(pml) 天线方向图 多分量电磁波测井 外开槽同轴波导 复合目标 声子晶体 增强效应 基站 场均匀性 圆波导 周期性结构 吸收边界 吸收层算法 各向异性完全匹配层 各向异性地层
反射系数 南极冰盖 半解析递归卷积 区域分割 分段线性递推卷积 冷等离子体 冰雷达 光谱特性 光子局域化 信号完整性 伪谱法 传播子技术 人体头颅 交替方向隐式时域有限差分 井中雷达 三维胶体光子晶体 thz脉冲 runge-kutta方法 fdtd算法 fdtd方法 cfl稳定条件 45°斜切 3-d时域有限差分
53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106

地面铺设缆线的高空电磁脉冲响应研究

地面铺设缆线的高空电磁脉冲响应研究
蔽 层 电 流 相 对 电磁 脉 冲正 入 射 时 , 度 更 高 、 沿 更 快 、 高 宽 更 窄 , 度 沿 缆 线 的分 布 情 况 为从 一 端 到 另 一 端 幅 前 半 幅
逐渐增大 。
关 键 词 : 斜 入 射 ; 高 空 电 磁 脉 冲 ; 感 生 电 流 ; 屏 蔽 层 ; 地 面 铺设 缆 线
及 屏蔽层 电 流 的时域 特征 作 了较深 入 的研究 , 到 了一 些规 律性 的结论 。 得
1 计 算 模 型 和 计 算 方 法
1 1 计 算模 型 .
p l 。
缆线 铺设 在 地面 上 方 , 图 1所 示 。缆 线 距 离 地 面 如 高度 为 h 屏 蔽层 两 端 接 地 。 电磁 脉 冲斜 照 射 到 缆 线 屏 , 蔽层上 , 入射 角 为 , 反射 角 为 , 折射 角为 , 化 角 为 极 a 入 射波 平面 和 z轴 负半轴 夹 角为 { 为波矢 量 方 向 。 , 5 ,

要 : 利 用 时域 多 分 辨 分 析方 法 , 地 面 铺 设 缆 线 屏 蔽 层 感 生 电 流 的 规 律 进 行 了 研 究 。给 出 了屏 蔽 层 对
感 生 电 流 与 缆 线 距 离 地 面 的高 度 、 线 的 长 度 、 磁 脉 冲 的 入 射 方 向 等 的 关 系 。 结 果 表 明 : 蔽 层 电 流 幅 度 随 缆 电 屏 着缆线距离 地面高度增高而增加 ; 屏蔽 层 电 流 幅 度 、 沿 、 高 宽 随 着 缆 线 长 度 增 加 而 增 加 , 到 分 别 达 到 各 自 前 半 直 的最 大值 ; 电磁 脉 冲 正入 射 时 , 蔽 层 电 流 幅 度 沿 缆 线 分 布 呈 现 中 间 大 、 边 小 的规 律 ; 磁 脉 冲 斜 入 射 时 . 屏 两 电 屏

环网柜电缆头局部放电检测与模式识别

环网柜电缆头局部放电检测与模式识别

环网柜电缆头局部放电检测与模式识别【摘要】电缆接头的局部放电现象是户外环网柜绝缘故障的主要表现形式,本文利用电磁耦合法对电缆头局部放电进行检测,建立环网柜电缆局部放电检测实验平台,应用局放仪测得的局放量作为局放发生判据,运用小波变换理论滤除信号中的噪声干扰,提取有效信号。

通过大量的实验分析,选取8MHz-12MHz 信号频谱的功率谱面积作为模式识别的特征向量,利用BP神经网络算法实现电缆头的局部放电识别。

结果表明,该方法能有效区分局部放电发生与否,具有较高的识别率,为局部放电检测提供了一种新的算法。

【关键词】环网柜;局部放电;电磁耦合;小波变换;BP神经网络户外环网柜在配电系统特别是缆化线路中是主要的控制设备,应用广泛。

环网柜与电缆终端连接时,如果两者之间的导体连接处接触不良,连接处会发热,造成插拔式电缆终端头损坏。

环网柜电缆头故障大多情况下会引发局部放电,极易留下隐患[1],所以对电缆头的局部放电检测是判断环网柜绝缘故障的重要手段。

目前,局部放电在线检测方面有电测法和非电测法两大类,其中电测法应用比较广泛的有电磁耦合法、电容传感器法、差分法等[2]。

其中,电磁耦合法中被测电缆与测量回路之间没有直接的电气连接,从而能很好地抑制噪声干扰,结构简单,安装方便,被广泛应用于电缆头局部放电在线测量中。

本文应用电磁耦合法检测流经电缆接地线的局放电流,搭建局部放电检测平台,利用小波变换滤除干扰信号,以归一化的放电频带功率谱面积作为局放特征量,并基于BP神经网络对局放信号进行模式识别。

1.电缆头局部放电检测平台1.1 硬件构成本文基于电磁耦合法的测量要求搭建实验平台,并利用局放仪同步检测电缆头放电量。

系统硬件部分主要由局部放电检测仪、高频电流传感器、环网柜三相铠装电缆、数据采集卡以及装有虚拟仪器系统的计算机组成。

其中,利用DPD-2003C数字局放监测仪验证局部放电的发生与否,该仪器利用脉冲电流法,通过控制台调节高压电缆两端的测试电压,经无局放耦合电容和检测阻抗提取局放信号并送至局放检测仪显示放电量。

【国家自然科学基金】_三维时域有限差分法_基金支持热词逐年推荐_【万方软件创新助手】_20140801

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推荐1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
2010年 序号 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31
2012年 序号 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33
科研热词 时域有限差分法 非接触 雷电流 集成光学 表面等离子体激元 腔模频率 瞬态磁场 海洋勘探 架空输电线路 极化角 有效折射率 时间域航空电磁 时域多分辨分析 拖缆阵列 微腔 微加工 微分环 广义α 算法 增强因子 场源离散 各向异性完全匹配层 动力学特性 出光效率 全波形 光子晶体平板 光子晶体led 光子晶体 偶极子点光源 传输特性 仿真 任意发射波形 三维有限差分 h1微腔
2008年 序号 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23
科研热词 时域有限差分法 时域有限差分 巷道 非均匀网格 随钻测井 边界条件 离散方程 矢量有限元法 瞬态电磁场 瞬变电磁法 瞬变电磁场 模拟 数值模拟 数值模式匹配 数值分析 快速计算 各向异性 变电站 介质交界面 二阶精度 二次电缆 rcs hermite插值逼近
推荐指数 3 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
2011年 序号 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19
2011年 科研热词 光阱力 三维时域有限差分法 近场光镊 光纤探针 麦克斯韦应力张量 近场捕获 近似完全匹配层 纳米操作 电磁 时域有限差分法(fdtd) 时域有限差分法 时域有限差分方法 完全匹配层 吸收边界 光镊 仿真 介质微球 三维建模 afm探针 推荐指数 4 3 2 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1

外场作用双导线的电磁耦合时域分析方法

外场作用双导线的电磁耦合时域分析方法

外场作用双导线的电磁耦合时域分析方法叶志红;王洋;廖成【摘要】基于时域有限差分(finite-difference time-domain,FDTD)法和传输线方程,并结合插值技术,研究了一种高效的时域混合算法,能够快速模拟电磁波照射自由空间和屏蔽腔内双导体传输线的电磁耦合,并实现空间电磁场与双导线瞬态响应的同步计算.该算法先采用FDTD方法模拟双导线周围空间的电磁场分布,结合插值技术构建适用于双导线电磁耦合的传输线方程,再采用FDTD的中心差分格式进行离散,从而求解得到传输线和端接负载上的瞬态响应.同时,分析双导线间距对其电磁耦合的影响,掌握其耦合规律.通过相应数值算例的模拟,并与FDTD方法进行对比,验证了该时域混合算法的正确性和高效性.【期刊名称】《电波科学学报》【年(卷),期】2019(034)002【总页数】7页(P249-255)【关键词】双导体传输线;时域有限差分法;传输线方程;插值技术【作者】叶志红;王洋;廖成【作者单位】重庆邮电大学通信与信息工程学院,重庆400065;重庆邮电大学通信与信息工程学院,重庆400065;西南交通大学电磁场与微波技术研究所,成都610031【正文语种】中文【中图分类】TM15引言双导体传输线广泛应用于电力传输线、局域电话连接线以及电子系统中的数据传输线等方面. 随着空间电磁环境的日益复杂,双导体传输线容易受到空间电磁场的作用,从而耦合产生干扰信号进入端接设备,影响设备的正常工作. 因此,模拟和分析电磁波对双导体传输线的电磁耦合,掌握双导线的耦合规律,可为其电磁防护提供理论依据.受传输线精细结构的影响,直接采用全波算法对双导体传输线的电磁耦合问题进行模拟,剖分所需网格量较大,势必造成计算资源的浪费[1]. 因此,国内外学者研究了多种数值方法用于模拟电磁波对传输线的电磁耦合问题,例如BLT方程,高阶时域有限差分(finite-difference time-domain,FDTD)与改进节点电压分析(modified nodal approach, MNA)法的混合算法,FDTD-SPICE方法,FDTD-TL算法等等. BLT方程[2-6]是一种频域算法,只适用于端接负载为线性和时不变的情况. 高阶FDTD与MNA的混合算法[7-8]主要用于模拟集总源激励传输线网络的电磁干扰问题, 该算法的思想是按照置换定理,将传输线网络分解成传输线和电路两部分:对于传输线,采用高阶FDTD以获得大步长迭代求解传输线上的电压和电流响应;对于电路,通过MNA方法进行建模可计算得到电路各元件上的瞬态响应. 然而,该方法为时域和频域的混合算法,对于宽频带问题,计算效率不高. FDTD-SPICE混合算法[9-12]基于传输线方程理论,首先推导出传输线的SPICE等效电路模型,然后利用FDTD[13-14]方法计算得到传输线的激励源项,最后采用SPICE软件仿真得到传输线端接电路各元件上的瞬态响应. 然而,该方法需要用到大量的理论推导来建立传输线SPICE等效电路模型,且空间电磁场和电路瞬态响应必须分开计算,对于长时间的数值仿真,计算效率低下. FDTD-TL算法[15-17]利用FDTD方法模拟传输线周围空间电磁场分布,通过传输线方程构建电磁波作用传输线的电磁耦合模型并采用FDTD的差分格式进行离散,从而实现空间电磁场和传输线瞬态响应的同步计算. 目前,该算法针对的研究对象多是以地面或者腔体壁为回路的传输线,而对双导线的电磁耦合还未展开研究.因此,本文在FDTD-TL算法的基础上,结合插值技术,研究了一种高效的时域混合算法,能够直接从时域的角度快速模拟电磁波照射自由空间和屏蔽腔内的任意高度双导体传输线的电磁耦合,并实现空间电磁场与双导线瞬态响应的同步计算. 在此基础上,分析电磁波作用双导线的电磁耦合规律.1 双导体传输线的场线耦合模型双导体传输线的物理模型如图1所示,其由两根直导线构成,两导线之间的间距可为任意值,导线两端通过负载相连接.图1 双导体传输线模型Fig.1 The model of double conductor lines当双导线之间的间距小于空间电磁场的最小波长时,其电磁辐射效应可以被忽略.空间电磁场对双导体传输线的电磁耦合可以通过传输线方程[16,18]进行描述:(1)(2)式中:L和C分别为双导体传输线的单位长度电感和电容分布参数,其计算公式分别为L=μ0ln(d/r)/π和C=πε0/ln(d/r),其中d表示两导线的间距,r表示导线的半径; V(y,t)和I(y,t)分别表示导线上的电压和电流向量; VF(y,t)和IF(y,t)分别为传输线方程的等效分布电压源和电流源项,(3)IF(y,t)=-CET(y,t).(4)ET(y,t)和EL(y,t)由空间电磁场计算得到,可表示为:(5)(6)式中,和分别为双导线沿线的入射电场分量和垂直于导线的入射电场分量.相应地ET(y,t)表示双导线之间垂直电场分量的沿线积分,EL(y,t)表示双导线沿线的切向电场分量之差,如图2所示. 由式(5)和(6)可以看出,建立传输线方程所需的等效分布源项只与入射电场有关,而与双导线的散射电场无关. 因此,在模拟双导线周围空间的电磁场分布时,可以将双导线移除,进而避免对双导线精细结构的直接建模.和由FDTD方法计算得到. 然而对于任意高度的双导线,两根导线未必落在FDTD 的整网格上,如图2所示. 此时,无法直接获得双导线沿线的电场分量和邻近导线的垂直电场分量,必须采用相应的插值技术进行处理. 对于双导线沿线的电场分量由线性插值得到,其中Ey1和Ey2为周围棱边上的电场分量,Δz为FDTD计算所需的空间步长. 对于邻近导线的垂直电场分量,可由网格棱边上的电场分量Ez插值得到,计算公式为=(Δz2/Δz)Ez.图2 双导线周围空间的电磁场分布Fig.2 The electromagnetic fields around the double conductor lines需要注意的是,在分析屏蔽腔内双导体传输线的电磁耦合问题时,采用FDTD方法模拟双导线周围空间的电磁场分布,需对屏蔽腔结构进行网格剖分. 为了提高网格剖分的效率,FDTD方法引入了立体光刻成型(stereolithography, STL)网格剖分技术. 该技术是使用FDTD方法读取实体目标的STL格式文件(三角面元数据)自动生成六面体网格,实现实体目标在FDTD程序中的快速建模. 其思想是先以切片切割实体目标得到实体表面三角面元与切割平面的交线,然后利用线扫描的方法判断空间中各网格的具体属性,具体实施过程可以参考文献[19].传输线方程建立之后,采用FDTD方法的中心差分格式对传输线方程进行差分离散,获得双导线上电压和电流响应的迭代公式为:(7)Un+1(k)= Un(k)-(8)由式(7)和(8)可以看出,在每个时间步进上,将FDTD方法计算得到的空间电磁场引入到电压和电流的迭代公式,即可实现空间电磁场与传输线瞬态响应的同步计算.2 数值模拟结果与分析首先,采用该时域混合算法模拟电磁波照射位于自由空间和屏蔽腔内的双导体传输线的电磁耦合问题,并与FDTD方法的计算结果进行对比,来验证算法的正确性和高效性. 在此基础上,分析双导线间距对其电磁耦合的影响.算例1 自由空间的双导体传输线的电磁耦合模型如图3所示,导线长度l=1 m,半径r=2 mm,间距d=7 mm. 这里,FDTD-TL算法在使用FDTD方法计算空间电磁场时,选用的空间步长为5 mm,因此,双导线高度为非整网格. 传输线端接负载R1和R2的电阻值均为100 Ω. 入射波为平面波,波形为高斯脉冲,其表达式为E0(t)=E0exp(-4π(t-t0)2/τ2),其中E0=1 000 V/m,τ=2 ns,t0=0.8 τ. 平面波波源垂直照射双导线,距离双导线2 cm. 利用时域混合算法计算负载R2的瞬态电压响应,并与FDTD方法的计算结果进行对比. 这里,为了提高FDTD方法的计算效率,引入了渐变非均匀网格技术,即对双导线周围空间采用1 mm网格进行剖分,其他区域采用5 mm网格进行剖分.图4给出了两种方法计算得到的负载R2上的电压响应,可以看出,两者吻合得很好,验证了该时域混合算法模拟非整网格高度的双导体传输线电磁耦合的正确性. 需要说明的是,两种方法的计算结果在某些点存在一些误差,是因为FDTD-TL算法使用双导线的单位长度分布参数来等效传输线的作用,而未考虑双导线的实际几何结构,避免了对双导线的直接建模.图3 自由空间双导体传输线的电磁耦合模型Fig.3 The coupling model of double lines in the free space图4 负载R2上的电压响应(算例1)Fig.4 The transient responses on the load R2(Sample 1)算例2 屏蔽腔体内双导体传输线的电磁耦合模型如图5所示,腔体长Lc=30 cm,宽Wc=20 cm,高Hc=20 cm,厚度tc=5 mm. 腔体的上表面开有一条窄缝,缝的长和宽分别为Ls=10 cm和Ws=1 cm. 双导线长度为l=20 cm,高度d=7 mm,半径r=2 mm,双导线的下导体与腔体底部的间距为2 cm,端接负载R1和R2的电阻值均为100 Ω. 入射波同样为平面波,波形与算例1的相同. 平面波波源垂直照射屏蔽腔,与腔体上表面的距离为2 cm. 利用时域混合算法计算负载R2上的瞬态电压响应,并与FDTD方法的计算结果进行对比. 同样地,FDTD方法采用了渐变非均匀网格技术来提高计算效率,即对屏蔽腔采用5 mm网格进行剖分,双导线周围空间采用1 mm网格进行剖分.图6给出了两种方法计算得到的负载R2上的电压响应,可以看出,两者吻合得比较好,验证了该时域混合算法模拟屏蔽腔内双导体传输线电磁耦合的正确性.为了验证时域混合算法的高效性,对比该算法与FDTD算法计算算例2所需的网格尺寸和耗用时间,如表1所示. 由表可以看出,时域混合算法相较于FDTD方法节省了大量的计算时间,是因为该算法无需对双导线的精细结构直接建模.图5 屏蔽腔内双导体传输线的电磁耦合模型Fig.5 The coupling model of double lines in the cavity图6 负载R2上的电压响应(算例2)Fig.6 The transient responses on the load R2(Sample 2)表1 两种算法所需的网格大小和计算时间Tab.1 Meshes and time needed by the two methods算法网格尺寸/mm计算时间/min FDTD最小 1最大 560 时域混合算法510在此基础上,采用该时域混合算法,模拟和分析双导线间距对其电磁耦合的影响. 图7(a)和(b)分别给出了双导线间距为4 mm、7 mm、11 mm和16 mm四种情况下的负载R2上的电压响应时域波形及其频谱图.由图7(a)可以看出,对于不同间距的双导体传输线,线上的瞬态响应时域波形振荡周期保持一致,且线间距越大,响应的幅值越大. 而由图7(b)可以看出,由于外部空间的电磁波耦合进入屏蔽腔内部会发生谐振,因此线上的瞬态响应同样存在多个谐振点,且对于不同间距的双导线,谐振点的个数与大小都是相同的.另外,根据图7(a),可以画出线距变化与线上瞬态电压响应峰值之间的关系曲线,如图8所示. 可以看出,线上的瞬态电压响应峰值与线距近乎呈线性规律变化. 因此,按照此规律,即可预估双导线间距为任意值时的线上瞬态响应最大值.(a) 时域波形(a) The time domain waveform(b) 频谱图(b) The frequency spectrum图7 不同线距情况下负载R2上的电压响应Fig.7 Voltage responses on the load R2 with different line distances图8 线距与线上瞬态电压响应峰值的关系曲线Fig.8 The linear distances vs. the peak values of transient voltage responses3 结论本文将时域有限差分法和传输线方程结合起来,并引入插值技术,提出了一种新的时域混合算法,能够快速模拟电磁波作用自由空间和屏蔽腔内双导体传输线的电磁耦合问题. 该时域混合算法能够实现空间电磁场与双导体传输线瞬态响应的同步计算,且避免了对双导线精细结构的直接建模. 通过相应的数值算例,验证了该时域混合算法的正确性和高效性,并通过分析双导线间距对其电磁耦合的影响,掌握了双导线的电磁耦合规律.参考文献【相关文献】[1] NODA T, KIKUMA T. 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非均匀微带线电磁脉冲耦合特性分析

非均匀微带线电磁脉冲耦合特性分析

L h nrn 2 Y A Q— n , A i zeg , VH a— l /C u — g ,, U N iu 2 W NGXn hn L u i A o l — W2
( . eam n o Si t c eer ,aa A r ata adA tnucl n e i ,at 601C i ; 1D pr et f c ni s c N v e nucl n soata U i rt Y a 2 4 ,h a t e f R a h i l o i r i v sy n i 0 n 2 E u m n D pr etU i952o A H ho 005 ,h a .qi et am n ,n 0 P , oht 111C i ) p e t t3 f L 3 n
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基于模糊函数的脉冲信号检测技术

基于模糊函数的脉冲信号检测技术

基于模糊函数的脉冲信号检测技术赵研;苑蕾;霍达【摘要】在现代战场上,电子设备体制及工作模式日益复杂、多变,新体制脉冲信号的大量使用,使得现代电磁信号侦察接收机面临的电磁环境日益密集、复杂。

因此,复杂信号条件下脉冲信号检测识别技术成为现代侦察接收机中一项亟待解决的关键技术。

从电子侦察的视角,借助时频分析理论,提出基于脉冲信号的分量分离和各分量的模糊函数检测方法,以其本质性的特征对电磁信号侦察进行分析讨论,并进行了仿真评估,验证了该方法指标性能的先进性。

%In modern battlefield,more and more complicated and varied electronic systems and operating modes are emerging,and the wide application of advanced systems makes modern electronic countermeasure (ECM) face much denser and complex electromag- netic environment. Therefore, detection technology of pulse signals becomes one of the key technologies that should be addressed urgent- ly in ECM. In terms of electronic reconnaissance, pulse component separation and each component of the ambiguity function are dis- cussed based on time-frequency analysis theory, electromagnetic signal reconnaissance is analyzed and discussed with its essential fea- ture, simulation and evaluation are performed, and the result shows the advantage of the technology.【期刊名称】《无线电工程》【年(卷),期】2012(042)010【总页数】4页(P23-26)【关键词】时频分析;模糊函数;距离度量;模式识别【作者】赵研;苑蕾;霍达【作者单位】中国电子科技集团公司第五十四研究所,河北石家庄050081;中国电子科技集团公司第五十四研究所,河北石家庄050081;中国电子科技集团公司第五十四研究所,河北石家庄050081【正文语种】中文【中图分类】TN950 引言时频变换作为一种信号处理手段,具有优良的时频域分辨特性,能够满足时、频二维对信号的分离,有一定多信号处理的能力,作为时频支撑集而具有聚集性,此外还有其他很多优点。

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图 4!( ! 网点处靠近细线最近的 6 个电流密度 4 !
如图 4 所示 ! 4 维线性插值法 ! 6 个角点中其中一点的电流密度为 ! + & + + ’’ & + ’ + & 4 4 6 4 3 /%% 6 # /%% " " " " " 5! . . . !& 7’ 7’ !& 7" 7’ 其它 5 个角点电流密度类似可得 " 在< 迭代方程为 = ! 双正交性小波基下 ! !!:$用电流密度计算电场 !
空间步长 ( & ’ 细线长度相对半径较长 ( & ’ 细线为理想导体 " 5 6 / 0 0 1 , 2 从麦克斯韦方程组中两个 旋 度 方 程 的 柱 坐 标 表 达 式 出 !! . #$ 发! 通过准静态场假设 ! 得到 . / 0 0 1 , 2 细线算法中的两个基本方程 3
# % %" &’ ) * " "& ’ ( % ! $ ! ! " 7" 7 "
’ *( = *( 于相应位置场量的真实物理值 ’ ! ! $ 将各场 量展开 式代入 : ’ (! ) 是表示空间位 置的 坐标 > A O P F % %方 程并 ’ ( L = * 应用尺度函数的双正交性可得
# ! + ) .
! !! ! ! ! % % ’ ! (! (! ) & + % % $+# ( " !
% 5 3 3







第% 3卷
!!" # $ $ % & ’ 细线算法
一般使细线平行于某一坐标轴并穿过 / 0 0 1 , 2 细线算法中 ! !! 在 . 细线算法的 某一网格放置 ! 如图 % 所 示 ! 缆 线 平 行! 轴 放 置" 因 此!
3$ 基本假设主要有 # % & ’ 半径远小于最小工作波长 ( & ’ 细线半径小于 % 4
% / %
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# &

$
& ’ :
(! )* + ,对 " # $ $ % & ’ 细线算法的求解
!! 将电流# 和单位长度电荷 & 用尺度函数表示成
# $ ’’ ’ + + #& !! $ # !’ 1 $ # 0 /& % 4 % 4& 0 % % & #/ & ’ 9 % # $ & ! ’’ & ’ & ’ + & ! $ & ! 1 $ # 2 % 4 0 / % #/%%+4 ’ 和 展开式代入 & ’ ! & ’ 式中 ! 利用 小波基的双正交性 ! 可得 &> 将 5 6 < = ! ? = 方法中 . / 0 0 1 , 2 细线算法 # & !! 的基本迭代方程
(
" # (
-! L 1 *( ! ! ! ! ! ! ,! 式中 * # 是由基函数 决定 的一些 常系数 ’ & % % % % 0’ 0’ ." / ) N! (! (N / N! (! )! N! (! (! )N / N! ( 为相应磁场量的展开系数 & . 是由
’ = *( 若干." # 的取值分布决定的 ! 它代表迭代公式中 求 和 项 的 多 少 ! 在8 & / 6 D 小 波 中 一 般 取 ?"*L -! $分 ! ! ! ,! 别是, 方向 ) 其它场 量迭代 公式 可类 - 方向的空间步长和时间步长 & "! # 分别为介质空间的介电常数和电导率 &
0 ,
$
& ’ F
! #! 公 式 中 只 用 到 了 和 电 场 在 同 一 位 置 的 电 流 密 度! 式中 % + ! 4 7 2! 0E% 4 的大小就等于该点的电流 密 度 值 " 可 以 看 出 !
6! 9$ " 在其它小波基下 ! 一般需要附近空间位置若干个电流密度的加权组合 #
第3期
辐射效应 ! 该方法中作为传输线方程的激励电压源和电流源的值具有不确定性 ! 且依赖于缆线周围是否存在其
(( 他物体 ! 另外 ! 对于地面附近的缆线 ! 传输线方法中屏蔽层与大地回路中用到的分布参数也难于确定 ’ & 时 域有
限差分法 " 是在时域内利用场的方法求解细线的散射问题 ! 它考虑 了电缆 的辐射 效应 ! 也不 涉及分 布参 D 6 7 6#
* % ’" $ (# !
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!! ! ! ! 式中 * 其它场量 展 开 式 类 似 可 得 ! 在8 各展开系数在数值上等 % %’ 6 D 小 波 基 下! # N! (! (! ) 为电场 %! 的展开系数 !
!!6$计算 !!由于麦氏方程组磁场旋度方程中用到的是电流密度 因此需将细线电流分配到最靠 近 的 6 个 角 点 ! 分配的方法仍然是 !!
# 3$
! " $ 4!! / A -8 0 / ( ’ ( + 8 A ’ , +2 ’ , ( " + + # B1
( ’ ( )D / " , +1 / A , 2+ ) " ,* " ’ !C
& ’ 5
! " $ %! & ’ ( )* " + )+ ) " ,* " ’ " , " + #
& # 图 %! 细线所在网格 " " & ’ 6 ’) $ ! " " 式中 % ) 表示 ( # 是细线上的电流 ( & 是单位长度线上的电荷 ( ( " !* ! 的平均值 ( 7! 7 是细线所在介质处的介电常 !
马 ! 良等 * 电磁脉冲对细线耦合的时域多分辨分析
% 5 3 F
# 时间推进 " # 回到步骤 %$ 如此循环 % " 式计算/E% # 4$ @ & $ !!9$用 ! 4 0E% $
-! 计算结果
对自由空间两端开路的细导线进行了计算 % 细线长 % C$ 半径与长度 !! 为了验证计算模型与方法的合理性 $ 一致 % 脉冲电场为 之比为 7$ 电磁场波形为高斯脉冲 $ 垂直照射 $ 电场方向与细线方向 ! 沿 - 方向 " 7 7 99 @G%$
维电大尺度情况下 $
!! "# $ % 方法的基本形式
L( #" # 双正交小波基 ’ ! 其 基函数 和测 试函数 不 同 ! 基 函 数 用! 6 D" 8 $ E F B = 6 A ; G F H E I F J = D F A ; K F A ; !# !! 本文选用 8 # 表示 ! 相应的测试函数为!" $ 在 :2 电场 ) 磁场在空间域以小波基函数的尺度函数!" ) 在时间 !# 7 6 方法中 ! !# L( # 展开成如下形式 ’ * 域以矩形脉冲函数 " $ #" M
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