开关功率放大器

Av 1 R 18 50 =50 1 R 20 1
所以，增益可以在 1～50 连续可调。
3 、 PWM 调制模块
用一只运放构成比较器即可完成。把原始音频信号加上一定直流偏上的电压 置后放在运放的正输入端， 另通过自激振荡生成一个三角形波加到运放的负输入 端。当正端上的电位高于负端三角波电位时，比较器输出为高电平，反之则输出 低电平。若音频输入信号为零、直流偏置三角波峰值的 1/2，则比较器输出的高 低电平持续的时间一样，输出就是一个占空比为 1：1 的方波。当有音频信号输 入时，正半周期间，比较器输出高电平的时间比低电平长，方波的占空比大于 1： 1；负半周期间，由于还有直流偏置，所以比较器正输入端的电平还是大于零， 但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少，方波占空比小于 1：1。这 样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形，音频信 息被调制到脉冲波形中。 具体调制过程见附录图 7. 载波三角波的产生要求频率稳定，幅度稳定。555 多谐振荡电路频率稳定， 因为题目要求谐波失真度≤3％，而脉冲信号的频率根据失真度要求而定，频率 越高失真越小，当脉冲频率与音频频率的最高之比为 10：1 时失真度约 2，所以 按输出最高频率即 20KHz，则三角波频率应达到 200KHz。 比较器采用“TI”公司的 TLV3401 的超低功耗比较器，电路如附录图 8 所示。 因为+5V 单电源供电，为了给比较器的两个输入端提供+2.5V 的静态电位，取 R12=R15 R13=R14 4 个电阻均取 10K ，由于三角波 Vpp=2V，所以要求音频信号的 Vpp 不能大 于 2V，否则会使功放失真。
方案一 采用 TI 公司的 VCA810 实现自动增益控制。VCA810 是直流耦合、宽
带、连续可变电压控制增益放大器。它提供了差分输入单端输出转换，用来使高 阻抗的增益控制输入超过- 40dB～+40 dB 增益的范围内成 dB/ V 的线性变化。 从±5V 电源工作，将调整为 VCA810 的增益控制电压在 0V 输入- 40DB 增益在-2V 输入到+40 dB。若采用这种方案，首先要对音频信号进行 AD 采样后送入单片机 进行数据处理、判断，再经过 DA 转换给 VCA810，过程复杂。
Av R 28 1 R 30
其上限频率远超 20KHz。
三、 软件设计
单片机的作用就是测量功率及显示幅频特性曲线
开始
显示当前上限与 下限截止频率及 中心频率
AD
存储
画幅频特性图
四、 测试方法与测试结果
五、 改进 1 、功率驱动要选择合适的驱动芯片，并且时序要正确。 附录
图 1 开关功率放大器基本结构
5 、解调模块及信号变换电路（功率检测电路）
本电路采用的 2 阶巴特沃斯低通滤波器，对滤波器的要求是上限截至频 率>20KHz,在通频带内特性基本平坦。这里我们在谐振的基础上，用 Multisim 仿真出较佳参数，其电路如附录图 9 所示。 信号变换电路（功率检测电路）要求电路增益为 1，将双端变为单端输出， 运放选用宽带运放 NE5534，如附录图 10 所示。对于这部分电路的电源电压不加 限制，由于运放的带负载能力很强，故对变换电路的输入阻抗要求不高。取 R28=R30=R33=R34= 10K 则增益
本设 计采用的 “ TI ”芯片有： MSP430
TLV3401
NE555
NE5534
ADS1255 TL431 LM1117 OPA227 OPA2227 THS4503 一、 方案的设计与论证
开关功率放大器与一般的功率放大器很不一样，D 类功率放大器具有开关功 能，其基本结构见附录图 1. 第 一部分为 调制器，把三 角波作为载 波，音频 信号作为调制 信号进行 PWM 调制；第二部分就 是 D 类功放 ，其功放管工作 在开 关状态因此具 有极高效率， 理论上效率能达到 100%，实际也能达到 90% 以上； 第 三 部分需把 大功率 PWM 波形中的声音信息 还原出来。
4 、H 桥驱动模块
目的是将 PWM 波整形变换成互补对称的输出驱动信号， 可以驱动 H 桥的集成 芯片有很多，我们选择 IR2110.因为：
（1）具有独立的低端和高端输入通道； （2）悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达 500V； （3）输出的电源端（脚 3）的电压范围为 10—20V； （4）逻辑电源的输入范围（脚 9）5—15V，可方便的与 TTL，CMOS 电平相匹配， 而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有 V 的便移量； （5）工作频率高，可达 500KHz； （6）开通、关断延迟小，分别为 120ns 和 94ns； 进入 IR2110 的两个信号应该反相。
方案二 采用放大器构成负反馈。自动增益控制本身就是利用负反馈的原
理，达到动态平衡。 处于对成本及复杂程度的考虑，我们采用方案二。
2 、调制
D 类功放是用音频信号的幅度去线性调制脉冲的宽度。 把原 始音频信号加上 一 定直流 偏置后 放在运 放的正输 入端， 另通过 自激振 荡生成 一个三 角形波 加 到运放 的负输 入端。 当正端上 的电位 高于负 端三角 波电位 时，比 较器输 出 为 高 电平，反 之则输出低电平。
3 、开关功率放大器 方案一 采出载波峰-峰值不可能超过 5V 的电源电压，因此最大输出功率远 不能达到题目要求，所以此方案达不到要求。
方案二 选用 H 桥型输出方式，原理图见附录 4.
H 桥两侧的桥臂呈对角线的管轮流导通，同侧桥臂不能同时导通，这样整个 周期负载都能工作且可实现方向变换，驱动效率高。所谓驱动效率高就是要将输 入的能量尽量多的输出给负载，而驱动电路本身最好不消耗或少消耗能量，具体 到 H 桥上，也就是 4 个桥臂在导通时最好没有压降，越小越好。 综上所述，我们采用 H 桥驱动提高效率。
4 、低通滤波输出
将大功率 PWM 波形中的声音信息还原出来，也就是解调，只需要用一个低通 滤波器。但由于此时电流很大，RC 结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采用， 必须使用 LC 低通滤波器。
二、 电路设计 1 、话筒放大器模块
音频 AGC 能随时跟踪、监视前置放大器输出的音频信号电平，当输入信号增 大时，AGC 电路自动减小放大器的增益；当输入信号减小时，AGC 电路自动增大 放大器的增益，以使进入 A／D 的信号保持在最佳电平，又可使削波减至最小。 如附录图 5 所示为音频 AGC 放大电路，电路输入 20～40mV 和输出 0～1.2V 可调 电平，单电源供电，耗电电流小于 1mA(5V 电压)。 J176 为 P 沟道 JEFT，它与 R1、R3、R4 构成等效电阻分压器，接入输入回路。 当输入电平低于 40mV(峰一峰值)时，输入均等地在 R1、R3、R4 之间分配，U1 的输出幅度不足以大到使正峰值检测器 J176 导通。将结型场效应管的栅极拉到 +5V，使其沟道夹断并从漏极到源极产生一个非常高的电阻；当输入电压峰一峰 值高于 40mV 时，J176 在 U1 输出的正峰值导通，降低了结型场效应管栅极到源 极的电压。沟道电阻用来减少并衰减输入信号，以保持 U1 输出电压峰一峰值在 1.2V 左右。 这种放大器动态范围大于 50dB，输出波形的失真非常小，并具有启动快、缓 慢衰减等优点。
2 、前级放大电路
设置前级放大电路，可使整个功放的增益从 1～20 连续可调，而且也保证了
比较器的比较精度。当功放输出的最大不失真功率为 10W 时，其上 Vpp=12.6V， 此时送给比较器音频信号的 Vpp 值应为 2V，则功放的最大增益约为 6。 前级仍采用宽频带、 低漂移的运放 NE5534， 组成增益可调的同相宽带放大器。 选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻 Ri> 10K 的要求。具体原理图见附 录图 6. 当满幅放大时，其增益：
开关功率放大器的设计与总体报告
——幻影凌风
摘要：
本系统是基于 D 类功率放大器的基本原理实现的开关功率放大器。使用音频 AGC 硬件电路实现话音信号的增益可控，调制器采用最基本的比较器，其中载波为 200KHz 三角波，即 PWM 调制；随后经过驱动电路，驱动 H 桥输出，随后经 LC 无 源滤波接上负载。本设计谐波失真很小，音频信号恢复良好。
图 2 系统结构框图
图 3 推挽单端输出
图4
H 桥驱动
图 5 音频 AGC
图 6 前置放大电路
图 7 调制过程
图 8 PWM 调制
图 9 LC 低通滤波
图 10 信号变换电路
1 、话筒放大器的设计
题目发挥部分要求有话筒放大，且用 AGC 控制，因此话筒放大电路放在音频 信号输入之后。AGC 即自动增益控制，对放大倍数进行自动控制（调节） ，音频 AGC 能随时跟踪、监视前置放大器输出的音频信号电平，当输入信号增大时，AGC 电路自动减小放大器的增益；当输入信号减小时，AGC 电路自动增大放大器的增 益，利用负反馈的原理，对输出信号的幅值进行采样，得到一个控制电压，去反 向调节放大倍数。自动增益控制（AGC）的方法有很多：
3、 H 桥
为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，这样的开关 管要求是高速、低导通电阻、低损耗。三极管需要较大的驱动电流，并存在存储 时间， 开关特性不够好， 使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大， 相反， VMMOSFET 管具有较小的驱动电流、低导通电阻和良好的开关特性。如附录图 4 所示，同一侧的桥臂选择性质相反的对管，让它们不同时导通，但是要驱动 MOS 管，前级还需要一个驱动电路。