改进型不对称半桥变换器电流控制技术的研究

图4 加斜坡补偿后的电感电流波形
令斜坡补偿波形的函数为：
i = −mt + I e
由式(13)可得：
I 2 = −mDT + I e I1 = m1 I e + m(∆I 0 + I f ) m1 + m
稳态电感电流波形在一个周期内 满足以下条件：
⎧ I2 − I f = DT ⎪ m 1 ⎪ ⎪ ⎪ Id − I f (15) = T − 2DT − B ⎨ m 2 ⎪ ⎪Id = I2 − Bm2 + I2 − I f ⎪ ⎪ ⎩m1DT − Bm2 + m1DT = m2 (T − B − 2DT )
，实现了主开关管的零电压开通，并且消
除了传统不对称半桥变换器控制特性非线 性和变压器直流偏磁的缺点。 文献[3]对改进 型不对称半桥变换器采用单电压控制模式 进行了实验研究，实现了变换器的稳定工 作，但系统的动态响应比较慢。 采用电流控制技术可以提高变换器的 动态性能[4]，本文重点研究改进型不对称半 桥变换器的电流控制技术。 电流控制模式分 为峰值电流控制和平均电流控制。 峰值电流 控制由于具有快速动态特性、 限流功能和自 动均流并联功能而得到广泛应用。 本文分析 了改进型不对称半桥变换器采用峰值电流 控制时的系统稳定性， 指出采用斜坡补偿技 术提高变换器的稳定性；设计了基于 UC3842芯片的改进型不对称半桥电路的斜 坡补偿电路；最后给出了仿真和实验结果。
2.2 变换器的工作原理和特性
图 2 所示为变换器的主要工作波形， 变 换器的详细工作模态分析可以参见文献[3]。 根据主功率电路变压器的伏秒平衡可
2 峰值电流控制改进型不对称半 桥变换器的工作原理
2.1 系统框图
图 1 所示为采用峰值电流控制的改进型 不对称半桥峰值变换器的系统框图。 采样电 压和参考电压 Vref 比较，比较结果经误差放 大器放大后产生电压误差信号， 再与电流采
[5][6]
。 R1 和 R2 组成了从晶振的输出到限流引
脚(脚 1)的分压网络，迭加斜坡补偿信号到
'
初级的采样电流波形上，R1 和 R2 的比值决 定了斜坡补偿量。电容 C1 是交流耦合电容， 可以使晶振的交流分量耦合到 R2 上，从而 滤除其直流偏置部分。C2 和 R1 组成滤波电 (13) 路,滤去初级 Ip 中的前沿尖峰，避免误动作。 ∆Vosc 是晶振锯齿波的峰-峰值。 图 6 为斜坡 补偿的等效电路。 (14)
(2)
时上升至 Ic，上升与下降的斜率与稳态电感 电流的上升和下降斜率一样， 且由扰动电流 ∆I0 引起的电流误差为∆I1。
Uo =
(3)
由图 2 可知， 改进型不对称半桥变 换器的占空比 D 应小于 0.5。
ugs1
ugs2
ugs3
DT
t
DT
'
t
图3 改进型不对称半桥变换器电感电流波形
t
1 U in 2
-2-
由虚线电流波形可得：
I c − I f + ∆ I1 T − 2 D 'T − B
式(7)减式(8)可得：
= m2
(8)
I d − I c − ∆ I1 = m2 (2 D 'T − 2 DT )
因为： I d − I c = ∆ I 0 ，可得：
∆ I 0 − ∆ I 1 = m 2 (2 D 'T − 2 D T )
(9)
(10)
由式(6)(10)分析可知：
m ∆ I1 = (1 + 2 2 ) ∆I 0 m1
则经过n个周期：
(11)
同理， 加负扰动时仍可得到式(11)。
∆ I1 m = [(1 + 2 2 )]n > 1 ∆I 0 m1
(12)
由式(12)可知： 由扰动电流∆I0 引起的电流误 差∆I1 随时间而增加，因此系统存在稳定性
1 引言
不对称半桥变换器广泛应用于中等功 率、较高输入电压的场合 ，和传统的不对 称半桥电路相比， 改进型不对称半桥变换器 增加了一个由辅助管和二极管构成的支路
[2] [1]
样电阻上的电压相比较， 产生开关管的占空 比。当采样电阻上的电压小于误差电压时， 上管 S1 导通，当采样电阻上的电压大于误 差电压时，PWM 比较器状态反转，锁存器 复位，上管 S1 关断，然后通过一定的逻辑 电路得到 S2 和 S3 管的 PWM 信号。 图中 H(s) 为电压反馈环节的传递函数，G(s)为补偿网 络。
由式(14)，(15)可得：
图5 斜坡补偿电路
斜坡补偿设计步骤： 1) 计算电感电流的下降沿：
Байду номын сангаасm2 =
di Vout = dt L
2
Ie − I f − mDT m1
+2
I e − I f − mDT m2
=T
(16)
2) 计算反应到初级的电感电流下降沿：
m21 =
同理， 扰动发生后的电流波形在在一个 周期内各阶段持续时间满足以下条件：
联立式(15)(16)(18)可得：
∆ I1 m1 + 2 m2 − m = ∆I 0 ( m1 + m )
(19)
由式(19)可知，要使系统稳定，须满足：
m1 + 2m2 − m < (m1 + m)
即 m2 < m
(20) (21)
同理，加负扰动时，仍然得式(21)。
4.2 斜坡补偿电路设计
变换器采用 UC3842 芯片为核心控制芯片， 图 5 为基于 UC3842 设计的斜坡补偿电路
其中M为补偿比例，这里M应大于1
5 仿真和实验研究
结合额定功率为1kW，直流输入270V， 输出为48V的改进型不对称半桥变换器，进 行了电流控制技术的研究。 该变换器工作频 率为100kHz，变压器匝比为5/8(Np/Ns)，采 样电阻为Rs=0.02 Ω，额定负载电阻为2.3 Ω， 输出滤波电感为30，滤波电容为1000uF，隔 直电容为3uF，晶振电容为3.3nF，死区时间 为0.4us。 根据前述电流控制原理分析， 设计了斜 坡补偿电路，补偿电路的主要参数为： R1=5k Ω，R2=39k Ω。
-1-
图 1 采用峰值电流控制模式的改进型不对称半桥 变换器的系统框图
以得到：
1 U Cb = U in 2
率平衡可以得到：
(1)
由输入输出功 假设输出电流 I0 为恒值，

U o I oT = (
因此可知：
U in U I DT + in DT ) o 2 2 n DU in n
I g − I f = m1 DT − m1 D 'T = ∆ I 0 (6)
t
S3开通时，由实线电流波形可得：
t0 t1
tt t2 t 3t 4 5 6
t7 t8
t t t 9 10 11
图 2 变换器的主要工作波形
Id − I f T − 2DT − B
= m2
(7)
3 改进型不对称半桥变换器峰值 电流控制的稳定性分析
参考文献
[1] 文辉清， 吕征宇， 零电压开关不对称半桥DC/DC 变换器，电源技术应用，2005,8(8)：16-20 [2] Hong Mao, Jaber Abu-Qahouq, Shiguo Luo, and Issa Batarseh, Zero-Voltage-Switching HalfBridge DC- DC Converter With Modified PWM Control Method, IEEE Trans. on PE, 2004,19(4)： 947-958 [3] 杨海英，谢少军，对称 PWM 控制 ZVS 半桥变 换器研究，电工技术学报，2006,21(6)：29-34 [4] 王创社，乐开端等，开关电源两种控制模式的 分析与比较，电力电子技术，1998,3：78-81． [5] Middlebrook R.D.Topics in Multiple-loop Regulators and Current-Mode Programming [C],IEEE PESC 1985：56-57 [6] 杨汝,峰值电流控制模式中斜坡补偿电路的设 计,电力电子技术,2001,35(3)：35-38
1 U in 2
uAB
t
S1开通时，由稳态电感电流波形可得：
Ie − I f
I
urect
iLf
1 Uin 2n
t
DT
Ie − I g D 'T
= m1
(4)
由扰动发生后的电感电流波形得：
t t
uds1 uds2
ip
Uin
1 U in 2 Uin
1 U in 2
= m1
(5)
t
式(4)减式(5)可得：
图9 突加60%负载时输出电压波形
5.1 仿真研究
按照上述参数进行了仿真研究。 图7、图8为加斜坡补偿前、后电感电流 以及占空比波形。可以看出：采用斜坡补偿
-4图10 突卸60%负载时输出电压波形

从图9，10可以看出：加入斜坡补偿后 电路工作稳定；突加突卸负载时，输出电压 有0.15v的下降或上升，动态响应时间约为 3ms。
-3-
m2 ( n 为高频变压器的匝比) n
3) 计算初级测得的下降沿坡度：

Vm2 = m2 ×Rsense
4) 计算晶振充电时的坡度：
前，占空比D忽大忽小，电感电流不稳定； 加斜坡补偿后，占空比D恒定，电感电流稳 定。对比图7和图8可以看出，改进型不对称 半桥变换器采用峰值电流控制时， 应加入斜 坡补偿以保证变换器稳定工作。
I −(∆ I +I ) I −B m +I −(∆I +I )−(If −∆I1) =T (17) 2 1 0 f +B+ 1 2 1 0 f m m 1 2