PWM 整流器电流控制技术

2.3 PWM 整流器电流控制技术
由以上对三相PWM 整流器的建模分析可知，PWM 整流器能同时完成直流电压和交流侧电流的控制。

目前，间接电流控制和直接电流控制是VSR 两种主要的控制策略[30]。

间接电流策略简单，不需要进行电流反馈，依据电路关系，通过对整流器交流侧基波电压的控制来控制交流侧电流。

但间接电流控制主要缺点是电流动态响应慢，依赖于电路参数的准确性。

直接电流控制包括：滞环电流控制、固定开关频率电流控制、空间矢量电流控制等，这些策略能够实现电流快速响应，具有较好的动态相应性能。

2.3.1 PWM 整流器间接电流控制技术
间接电流控制通过对PWM 整流器交流侧基波电压的控制，实现对交流侧电流的控制，该控制策略无需对交流侧电流进行采样闭环，因而是一种相对简单的VSR 电流控制方案[31]。

设三相对称，以A 相为例，设A 相交流输入电压为E ，交流侧电流为I ，滤波电感为L ，线路电阻为R ，整流器交流侧基波电压为V ，则由戴维南电压定律可得：
()j L R ω=++E V I (2-33)
当E 、L 、R 确定时，通过PWM 控制VSR 输出的交流侧基波电压V ，便能间接控制交流侧电流I 。

设：
()sin()
()sin()E t E t I t I t ωωϕ=⎧⎨
=+⎩
(2-34) 则根据(2-33)式可计算得此时VSR 交流基波电压瞬时表达式为：
()sin()sin()sin()2
V t E t LI t RI t π
ωωωϕωϕ=-++-+ (2-35)
从而，如果可以控制VSR 交流侧输出式(2-35)所描述的基波电压，则此时交流侧的电流即为()sin()I t I t ωϕ=+。

通过该控制ϕ角值便能实现对功率因素的控制，当ϕ角等于0时，PWM 整流器属于单位功率因数运行状态。

使用SPWM 算法，设三角载波的幅值为±U T ，当载波频率足够高时，可忽略VSR 交流侧的谐波电压，当A 相的调制正弦信号为：
()sin()ma m u t U t ωγ=+ (2-36)
则与其对应VSR 交流侧基波电压表达式为：
()sin()2m dc a T
U U
u t t U ωγ=+ (2-37)
式中dc U 为VSR 直流侧电压，当三角载波的幅值为±1时，由式(2-36)和式(2-37)可知，只需将所需的交流侧基波电压乘以2
dc
U ，即可得到该交流侧基波电
压所对应的正弦调制信号。

三相VSR 使用直流电压进行PI 闭环控制，输出得到交流指令信号。

三相VSR 间接电流控制系统结构如图2-5所示。

o
E sin(ωt )
e a
e b e c
R s L L L
R s R s
v v dc *
ωL sin(ωt+φ+90°)R sin(ωt+φ)E sin(ωt-120°)
ωL sin(ωt+φ-30°)R sin(ωt+φ-120°)
ωL sin(ωt+φ+210°)
R sin(ωt+φ+120°)
2/Udc
2/Udc 2/Udc
E sin(ωt+120°)I *
SPWM
PI
图2-5 三相VSR 间接电流控制系统结构
Fig. 2-5 Three-phase VSR indirect current control system structure
间接电流控制策略结构简单，但该方案依赖于系统参数的准确性，系统中L 、R 的误差将引起控制偏差。

此外，由于该控制算法建立在静态基础上，因而其
动态性能较差。

2.3.2 PWM 整流器滞环电流控制技术
直接电流控制带有网侧电流闭环，对网侧电流进行直接控制，因而其具有较好的动、稳态性能，对系统参数不敏感，从而增强了系统电流控制的稳定性[32]。

直接电流控制主要包括固定开关频率PWM 控制和滞环PWM 电流控制等。

固定开关频率PWM 控制的算法简单，且由于其开关频率固定，非常有利于网侧
变压器和滤波电感的设计，固定开关频率PWM 控制算法主要缺点是当开关频率不高的情况下，其电流动态响应较慢，且动态电流偏差受电流变化率影响。

滞环PWM 控制具有较快的电流响应速度[33]，其电流动态跟踪偏差只跟滞环宽度有关，不随电流变化率发生变化。

但由于滞环PWM 的开关频率不固定，从而造成网侧滤波电感不好设计，而且该控制方案造成功率器件开关损耗和应力增大，因而很难应用于大功率场合。

下面主要介绍滞环PWM 原理。

D D C
C
v dc
e s
图2-6 VSR 单桥臂电路图
Fig. 2-6 VSR single bridge arm circuit diagram
首先分析单桥臂VSR 滞环PWM 电流控制，如图2-6所示为VSR 单桥臂电路图，为方便分析引入单极性二值逻辑开关函数：
1122
0(V D )
1(V D )s ⎧=⎨⎩、导通、导通 (2-38)
由图2-6可得：
[(1)]
(1)dc dc dc s
s dc dc dc
dc s dc dc s v v v Lpi e sv s v v Cpv si R v Cpv s i R
+-
+-+-=-⎧⎪=---⎪⎪⎨=-⎪
⎪=-+⎪⎩ (2-39) 式中：p 为微分算子，分析可得：
当s =1时，
s s dc Lpi e v +=- (2-40)
当s =0时，
s s dc Lpi e v +=- (2-41)
根据s i 、dc v +、dc v -的参考方向，要实现滞环PWM 电流控制必须满足：
||dc sm
dc sm v E v E +-
>⎧⎨
>⎩ (2-42) 式中：E sm 为电网电动势的峰值。

根据i s 的参考方向分析可得：当V 1、D 1导通时，pi s <0，电流减小；当V 2、D 2导通时，pi s >0，电流增大。

因此，当V 2导通，电流i s 一直增大到超出电流滞环上限时，则关断V 2，此时由于电感的续流作用使得D 1导通，从而电流i s 开始衰减。

如果此时正弦电流i s 处于正半波，则即使给V 1开通信号，V 1也无法导通，只有i s 处于负半波时，V 1才导通。

但若忽略V 1和D 1的管压降，V 1和D 1对交流段电位的影响是一样的。

同理可分析V 2、D 2的换相过程[34]。

三相VSR 滞环PWM 电流控制结构如图2-7所示。

采用VSR 滞环PWM 电流控制能够取得快速的电流响应，但在PWM 控制过程中，开关频率不固定，开关频率过大会造成较大的功率器件开关损耗。

因此必须对电流滞环策略的开关频率进行控制。

PI
i a
X
X
驱动
驱动
驱动
i c
i c *
i a *
i b *
e a
e c
u dc
u dc *
s a
s b
s c
a+s a-
b-
b+s c+s c-
图2-7 三相VSR 滞环PWM 电流控制结构
Fig. 2-7 Three-phase VSR hysteresis PWM current control structure。