单电源运算放大器的设计考虑
运算放大器输入、输出、单电源和轨到轨问题
Rev.0, 10/08, WK
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为了保持低电源电压应用的宽动态范围，也需要轨到轨放大器输出级。单电源/轨到轨放 大器的输出电压摆幅应在任一电源轨的至少100 mV范围内(标称负载下)。输出电压摆幅与输 出级拓扑结构和负载电流密切相关。图1列出了单电源运算放大器的设计问题。
图3：偏置电流补偿双极性输入级
简单的双极性输入级(例如图2所示)会表现出高偏置电流，因为外部看到的电流事实上是两 个输入晶体管的基极电流。如果通过内部电流源提供该必要的偏置电流，如图3所示，那么 基极电流与电流源之间的差分电流将是流入输入端的唯一“外部”电流，它可能相当小。
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+VS +VS
PNPs OR PMOS
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VIN
Low Offset: As low as 10µV Low Offset Drift: As low as 0.1µV/ºC Temperature Stable IB Well-Matched Bias Currents Low Voltage Noise: As low as 1nV/√Hz
Hicept Super-Beta: 50pA - 5nA, More Complex and Slower) Medium Current Noise: 1pA/√Hz Matching source impedances minimize offset error due to bias current
图2：双极性晶体管输入级
偏置电流补偿双极性输入级
VIN
有关运放在单电源下的最关键注意事项
有关运放在单电源下的最关键注意事项在很多电子论坛经常看见运放在单电源供电下，进行测量放大的电路，出现啥啥问题、不能正常工作等等。
实际上其实这一切都是由于不同运放的不同输入结构造成的。
在说明下面这个问题前，首先强调一下：对于单电源应用，我这里指的是"直流"放大应用，此时运放的输入端电位受输入信号的牵制，输入信号的直流电平直接影响到运放的输入端电位。
而对于放大交流信号，因为有输入、输出电容隔离，此时运放用啥电源都没有关系，所以不在此讨论话题内。
对于直流放大，因为没有了隔直电容，输入信号的直流电位就会直接影响到运放的工作点，如果运放输入端工作电压超出运放的Vicom这个参数范围，就不能正常工作了。
Vicom这个参数一般都有正负两个值，究竟是啥含义呢？以NE5532的Vicom参数为例：从NE5532的内部结构知道运放输入端必须要比Vee脚高2V以上，以便可以给公共恒流源提供工作电压。
如果运放输入端接到Vee脚，那么差分管Vbe没有偏压，并且下面的公共恒流源电路也不能正常工作，运放也就工作在非正常状态了。
所以得到Vicom的最小值极限就是必须比Vee高2V同样可以推导到如果运放输入端接到Vcc，他也不能工作，也必须比Vcc低2V才能工作。
所以Vicom的最大极限值就是比Vcc低2V。
所以我们看到NE5532的Vicomm 有2个值，分别是正负13V，意思是在正负15V供电下（即Vcc=+15，Vee=-15V)，运放差分输入端的电位必须要比Vee 高(-13)-(-15)=2V以上，比Vcc低(+13)-(+15)=-2V。
再看看LM358的输入结构是PNP达林顿输入结构，当输入端接到Vee脚，此时PNP管仍旧能正常工作。
而LM358的Vicom参数如下：说明在单26V供电(Vee=GND,Vcc=26V)下，Vicom的最小值可以为0V，即允许输入端直接接到Vee脚。
但为啥叫称呼他们为单电源运放呢？这主要是相对于输入信号的地来说的，因为一般输入信号是以自己的地为参考信号的，当没有信号输入时，输入信号的直流电位肯定就是地电位0V了。
单电源运放分析
单电源运放分析我们经常看到很多非常经典的运算放大器应用图集，但是他们都建立在双电源的基础上，很多时候，电路的设计者必须用单电源供电，但是他们不知道该如何将双电源的电路转换成单电源电路。
在设计单电源电路时需要比双电源电路更加小心，设计者必须要完全理解这篇文章中所述的内容。
1．1电源供电和单电源供电所有的运算放大器都有两个电源引脚，一般在资料中，它们的标识是VCC＋和VCC－，但是有些时候它们的标识是VCC＋和GND。
这是因为有些数据手册的作者企图将这种标识的差异作为单电源运放和双电源运放的区别。
但是，这并不是说他们就一定要那样使用――他们可能可以工作在其他的电压下。
在运放不是按默认电压供电的时候，需要参考运放的数据手册，特别是绝对最大供电电压和电压摆动说明。
绝大多数的模拟电路设计者都知道怎么在双电源电压的条件下使用运算放大器，比如图一左边的那个电路，一个双电源是由一个正电源和一个相等电压的负电源组成。
一般是正负15V，正负12V和正负5V也是经常使用的。
输入电压和输出电压都是参考地给出的，还包括正负电压的摆动幅度极限Vom以及最大输出摆幅。
单电源供电的电路（图一中右）运放的电源脚连接到正电源和地。
正电源引脚接到VCC＋，地或者VCC－引脚连接到GND。
将正电压分成一半后的电压作为虚地接到运放的输入引脚上，这时运放的输出电压也是该虚地电压，运放的输出电压以虚地为中心，摆幅在Vom之内。
有一些新的运放有两个不同的最高输出电压和最低输出电压。
这种运放的数据手册中会特别分别指明Voh和Vol。
需要特别注意的是有不少的设计者会很随意的用虚地来参考输入电压和输出电压，但在大部分应用中，输入和输出是参考电源地的，所以设计者必须在输入和输出的地方加入隔直电容，用来隔离虚地和地之间的直流电压。
（参见1.3节）通常单电源供电的电压一般是5V，这时运放的输出电压摆幅会更低。
另外现在运放的供电电压也可以是3V也或者会更低。
单电源供电运放电路设计
单电源供电运放电路设计模拟电路设计，在学习中还属于薄弱环节。
以设计单电源供电、由运用运放构成、输入方波、输出三角波的电路为例，探讨一下设计中一些需要考虑的问题。
1. 运放双电源供电运放通常使用正负相等的双电源供电，输入信号和输出信号均以“地”（电位为0）为参考点。
-+o m V +m -V 图 1.1图1.1双电源供电电路需要关注如下问题：（1）电路的静态（输入信号为0，输入端接地）时，同相、反相输入端直流电位应近似为0（理想为0），输出端为0（0为运放理想情况，实际可能相差较大，因为运放开环具有极高增益、且有运放的失调、R 的差异等）。
静态输出不为0的解决办法是：在电容上并联一个100--500倍R 的电阻，使电路在静态时形成-100到-500倍增益的放大电路，选用100—500倍R 的并联电阻，是让RC 的积分特性仍近似为RC 确定（100-500R 的影响近似忽略）。
此时输出静态电压若还有较小的输出静态电位偏差（指不为0），可通过运放的调零电路解决。
电路如图1.2所示。
-+oRm V +m -V 图1.2（2）运放反相输入端的电阻，称为静态平衡（匹配）电阻，主要抵消运放输入电流在输入端产生微小差模直流电压。
这里需要注意，运放的两个输入端必须有直流通路，为其提供输入电流，这样运放才能在放大状态下正常工作。
LT1226运放内部的输入部分电路见图1.3。
除加电源外，只有给运放内部T1、T2的基极适当的直流偏置（适当的直流电位及基极电流），才能工作于放大区。
图1.32. 运放单电源供电运放使用单电源供电，需要将电路的静态工作电位调整到0.5VCC 。
即两个输入端及输出端的静态电位均应为0.5VCC 。
解决的办法之一是通过两个电阻分压，提供给运放的输入端。
类似与晶体管电路中讲到的分压式负反馈偏置电路，分压电路需要有稳定的分压值，使基极电流的影响可以忽略。
电路见图1.4。
-+i v ov R m V +m -V 图1.4图1.4中：（1）由于反相输入端的电阻R串接了电容，没有直流通过了，所以同相输入端的直流匹配电阻换为100R，与反馈电容并联的电阻实现直流匹配（这里忽略了两个10R电阻的影响）。
自-运放单电源设计方法
运算放大器（op-ａmp）简称运放以其优异的性能价格比,高集成度、可靠性，几乎任何需要添加信号增益、调理功能的电子系统都可应用运算放大器。
经历几十年的发展，虽然现在已有单电源型运放产品(如AD875x系列），但有些场合仍希望将双电源型运放改为单电源下工作。
这一点是可以实现的，只是需要在输入端加信号基准电平提升电路，输出端的静态电平也不再为零,因此由双电源改用单电源接法后更适合放大交流信号。
1运算放大器种类ﻫ一般来说,对于高阻抗信号源的应用电路、采样—保持电路、带通滤波器等应选用高输入阻抗型运放（如ＬF156)。
对弱信号精密测量、高增益交流放大器、汽车电子及工业控制系统等应选用高精度运放（如OPA３79 ）。
对于快速变化的输入信号系统、Ａ/Ｄ和D/A转换器、通讯和视频系统等应选用高速运放（如AD827）。
对于袖珍仪器、手机等以电池供电的便携式电子产品宜选用低电压/低功耗运放（如EL２07１C)。
对于无特殊要求的场合可采用通用型运放(如ｕA741)。
ﻫ 2 运放参数的确定运放参数种类繁多,在考虑性价比的基础上选用最合适的运放是设计者要考虑的问题。
可优先考虑以下几个参数：ﻫ带宽ＢW对小信号而言,运放闭环带宽与闭环增益的乘积存在“增益带宽积”不变的关系，其乘积等于单位增益带宽;对大功率信号而言，一般比单位增益带宽小约10０倍;运放一3dB闭环带宽应高于信号的最高工作频率。
ﻫ优值系数，转换速率ＳR大则运放交流特性佳上限频率高,如高速运放一般SＲ＞10Ｖ/μs；输入偏流（ｉnｐuｔbi asicu ｒrent)I(BＳ）失调电压(input oｆseｔvoltage）Vｏs 越小则运放直流特Ｊ性越好。
减法运算(差分输入)电路因偏置电阻配置要求高，调节不便而在实际设计应用不多。
高增益放大器还存在工作稳定性的问题，可按厂家提供的相位补偿法防止高频自激,也可在运放同、反相两个输入端间联接R Ｃ串联电路或在凡旁并联电容器，为防止放大器上限频率下移太多,补偿电容容量不能太大。
单电源运算放大器的偏置与去耦电路设计
目前在许多手持设备、汽车以及计算机等设备只用单电源供电，但是单电源容易出现不稳定问题，因此需要在电路外围增加辅助器件以提高稳定性。
在电路图1中展示了单电源供电运算放大器的偏置方法，用电阻RA与电阻RB构成分压电路，并把正输入端的电压设置为Vs/2。
输入信号VIN是通过电容耦合到正输入端。
在该电路中有一些严重的局限性。
首先，电路的电源抑制几乎没有，电源电压的任何变化都将直接通过两个分压电阻改变偏置电压Vs/2，但电源抑制的能力是电路非常重要的特性。
例如此电路的电源电压1伏的变化，能引起偏置电路电压的输出Vs/2变化0.5伏。
该电路的电源抑制仅仅只有6dB，通过选用SGM8541运算放大器可以增强电源抑制能力。
图1：单电源供电运算放大器的偏置方法。
其次，运算放大器驱动大电流负载时电源经常不稳定，除非电源有很好的调节能力，或有很好的旁路，否则大的电压波动将回馈到电源线路上。
运算放大器的正输入端的参考点将直接偏离Vs/2，这些信号将直接流入放大器的正输入端。
表1：适用于图2的典型器件值。
在应用中要特别注意布局，多个电源旁路电容、星形接地、单独的印制电源层可以提供比较稳定的电路。
偏置电路的去耦问题解答这个问题需要改变一下电路。
图2从偏置电路的中间节点接电容C2，用来旁路AC信号，这样可以提高AC的电源抑制，电阻RIN为Vs/2的基准电压提供DC的返回通路，并且为AC输入提供了交流输入阻抗。
图2：接电容C2来旁路AC信号，提高AC的电源抑制。
这个偏置电路的-3dB带宽是通过电阻RA、RB与电容C2构成的并且等于此偏置电路当频率在30Hz以内时，没有电源抑制的能力，因此任何在电源线上低于30Hz 的信号，能够轻易地加到放大器的输入端。
一个通常解决这个问题的方法是增加电容值C2，它的值需要足够的大，以便能有效地旁路掉偏置电路通频带以内的全部噪声。
然而在这里比较合理的方法是，设置C2与偏置电路连接点的带宽是十分之一的信号输入带宽，参见图2。
opa350电路设计
opa350电路设计OPA350是一款高精度、低噪声的运算放大器，在电路设计中有着广泛的应用。
本文将对OPA350电路设计进行详细介绍，包括其特点、应用场景以及设计注意事项等。
1. OPA350的特点OPA350是一款单电源运算放大器，适用于各种低功耗应用。
其具有低输入偏置电流、低偏置电压、高共模抑制比以及高增益带宽积等优点。
此外，OPA350还具有低噪声和低失真的特性，能够提供高品质的信号放大和处理。
2. OPA350的应用场景OPA350广泛应用于精密测量、仪器仪表、传感器信号放大、滤波器和运算放大器等领域。
例如，在传感器信号放大方面，OPA350能够对微弱的传感器信号进行放大，提高信号的可靠性和精度。
另外，在滤波器设计中，OPA350能够提供高精度的滤波效果，满足不同应用的需求。
3. OPA350电路设计注意事项在设计OPA350电路时，需要注意以下几点：(1) 电源电压选择：OPA350适用于单电源供电，通常工作在3V至5V的电压范围内。
根据具体应用需求，选择合适的电源电压。
(2) 输入和输出阻抗匹配：为了保证信号的传输质量，需要将输入和输出阻抗与OPA350的特性进行匹配，以最大限度地减小信号损失和失真。
(3) 输入和输出电容选择：在OPA350电路设计中，输入和输出电容的选择很关键。
适当的电容能够提高电路的稳定性和性能。
(4) 温度和环境条件考虑：在实际应用中，需要考虑环境温度和工作条件对OPA350性能的影响。
合理设计散热和保护措施，确保电路的可靠性和稳定性。
(5) 反馈电阻选择：在运算放大器电路设计中，反馈电阻的选择对电路增益和性能有很大影响。
根据具体应用需求，选择合适的反馈电阻值。
OPA350是一款性能优异的运算放大器，具有广泛的应用场景。
在进行OPA350电路设计时，需要根据具体应用需求选择合适的电源电压、输入输出阻抗匹配、输入输出电容、温度环境条件考虑以及反馈电阻等。
通过合理设计和优化，可以充分发挥OPA350的优势，提供高精度和可靠的信号放大和处理功能。
单电源供电运放的差分运算放大器
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单电源运算放大器的设计考虑2007-07-10 11:10:37 来源：Maxim Integrated Products关键字：Maxim Integrated Products 运算放大器MAX4122通常，单电源工作与低压工作相同，将电源由±15V或±5V变为单5V或3V，缩小了可用信号范围。
因此，其共模输入范围、输出电压摆幅、CMRR、噪声及其它运算放大器的限制变得非常重要。
在所有工程设计中，常常需要牺牲系统在某方面的性能，以改善另一方面的性能。
下面关于单电源运算放大器指标的折中讨论也说明了这些低压放大器与传统高压产品的不同。
输入级考虑输入共模电压范围是设计人员在确定单电源运算放大器时应该考虑的首要问题，需要强调的是满摆幅输入能力可以解决这一问题，然而，真正的满摆幅工作又会付出其它代价。
Maxim公司的大多数低压运算放大器能够允许的共模电压输入范围包含负电源电压(表1)，但也只有一部分器件允许扩展到正电源电压。
一般情况下，所允许的输入电压只能达到正电源电压的1V或2V以内。
允许信号达到负电源电压的运算放大器称为地感应放大器，允许信号达到正、负电源电压的运算放大器称作满摆幅输入放大器。
表1. Maxim的低压运算放大器V OS和I B的考虑很多应用中，放大器能够为以地为参考的信号提供+2V/V或更高的增益。
这些情况下，地感应放大器足以处理信号的共模范围，对于这种应用，可以获得比满摆幅输入运算放大器更好的性能。
典型的满摆幅输入级使用两个差分对输入，而不是一个(图1)。
图1. (a)满摆幅输入级有两个差分对，(b)标准的地感应输入级只有一个差分对。
随着输入信号从一个电源摆幅移向另一个电源摆幅，放大器也从一个输入差分对移向另一个输入差分对。
在交越点，这样的移动会引起输入偏置电流和失调电压的改变，影响这些参数的幅值和极性。
失调电压的变化通常会降低满摆幅放大器(与地感应放大器相比)的失真性能和精度指标。
为了将失调电压的变化减至最小，实现从一个输入差分对到另一个输入差分对的平稳转换，Maxim在其满摆幅放大器共模输入范围的高端和低端都对失调进行了调理。
为减小输入偏置电流引起的失调电压，设计人员应保持运算放大器同相端和反相端的阻抗匹配。
因为输入偏置电流通常比输入失调电流大，所以，不仅对于满摆幅输入放大器，对其它所有放大器来说，阻抗匹配都是一个好的解决办法。
为减小输入偏置电流引起的失调电压，设计人员应保持运算放大器同相端和反相端的阻抗匹配。
因为输入偏置电流通常比输入失调电流大，所以，不仅对于满摆幅输入放大器，对其它所有放大器来说，阻抗匹配都是一个好的解决办法。
为说明这一点，图2给出了MAX4122-MAX4129系列运算放大器(输入、输出均可达到满摆幅)的输入偏置电流随共模电压变化的曲线。
随着共模输入电压从0V缓慢上升至5V，输入偏置电流绝对变化量为85nA (从-45nA至+40nA)。
而技术指标中的输入失调电流仅为±1nA。
因此，尽管偏置电流的大小、极性变化很大，但反相和同相输入的曲线图彼此很靠近(输入失调电流)。
通过保持同相端和反相端的阻抗匹配，可以将输入偏置电流变化所引起的失调电压降至最小。
图2. 满摆幅输入放大器的共模输入电压从一个电源摆幅过渡到另一个电源摆幅时，输入偏置电流的极性和大小都可能变化。
图3给出了典型运算放大器中保持反相和同相结构阻抗匹配的方法。
反相结构(图4)通过将放大器的共模输入电压保持在基准电压(V REF)，可以消除输入偏置电流的变化。
输出为V OUT = (-V IN x R2/R1) + V REF (1 + R2/R1)。
如果R2 = R1，该等式则变为V OUT = -V IN + 2V REF。
如果V REF = 2V，而V IN介于0V至3V之间时，V OUT的范围为4V至1V。
由于共模范围固定，CMR误差也可以消除。
表2列出了适用于低压系统的参考值。
图3. 保持反相端和同相端的电阻匹配，可以将(a)同相配置和(b)反相配置中由输入偏置电流引起的失调误差降至最小。
图4. 保持固定的共模输入电压，反相放大器可消除共模抑制误差。
表2. Maxim的低电压基准摆率用满摆幅输入放大器代替地感应放大器时，摆率也会受到影响。
地感应放大器的简单输入级具有多种提高摆率的工艺，而这些工艺不能用于具有两个差分对的满摆幅输入放大器。
例如，MAX4212系列运算放大器(表1)为地感应输入，能够在最大电源电流为7mA时达到600V/µs的摆率和300MHz带宽。
如果让它提供满摆幅输入，所有其它参数保持不变，则摆率会降低几倍。
输出级考虑低压设计可能不需要满摆幅输入特性，但却需要满摆幅输出，以尽量扩大动态范围。
因为运算放大器在多数应用中提供放大功能，所以输出电压通常大于输入电压。
所以，并不总是需要满摆幅输入，却常常需要满摆幅输出级，满摆幅输出级不同于双电源运算放大器中的输出级。
满摆幅输出级一般包含一个共发射极放大器，标准的输出级通常是射极跟随器(见图5)。
共发射极输出放大器的输入、输出压降相对较低(集电极-发射极饱和电压，或称V CE(SAT))，但典型的射极跟随器输出与电源摆幅的差值大于V CE(SAT) (由电流源产生)与V BE (由输出晶体管产生)之和。
图5. 满摆幅输出级(a)共发射极结构，(b)标准输出级一般为射极跟随器。
因为双极型晶体管的V CE(SAT)取决于流过晶体管的电流，所以双极性运算放大器的输出摆幅与负载电流有关。
由此可见，放大器虽然标称是满摆幅输出，但其输出级实际上并不能够达到满电源幅度。
例如，MAX4122的负载电阻为100kΩ，最大摆幅与正电源电压相差12mV，与负电源电压相差20mV。
然而，负载为250Ω时，摆幅只能达到正电源电压的240mV以内、负电源电压的125mV以内。
对CMOS输出级，双极型晶体管的集电极-发射极电压则对应于MOSFET的漏-源电压，漏-源电压是MOSFET导通电阻和沟道电流之积。
因此，MOSFET输出级的电压摆幅也是负载的函数。
增益与负载的关系满摆幅放大器的共发射极电路除了具有低输入-输出压差外，其它参数也与射随器不同。
共发射极电路提供电压增益，输出阻抗相对较高；射随器则提供单位增益，输出阻抗较低。
因此，满摆幅运算放大器通常提供一个输出节点，用于补偿，而标准运算放大器的补偿电路一般位于前一级。
对于满摆幅运算放大器，由此产生的增益受负载电流的影响，使其驱动容性负载时不稳定。
这些满摆幅输出放大器的性能可通过仔细设计运算放大器加以改善，折衷办法是提高电源电流，比射随器输出级的运算放大器消耗更多的电流。
MAX4122-MAX4129系列运算放大器在驱动容性负载方面性能优异(见表1)，这类运算放大器驱动500pF时，满摆幅输入、输出稳定，可用于驱动终端匹配不好的线缆和模数转换器的容性输入级。
由于能够驱动大容性负载，因此具有较好的大信号电压增益，即使是在重载情况下。
开环增益与输出摆幅与所有运算放大器一样，满摆幅输出放大器的开环增益是输出电压摆幅的函数。
因此，要评估满摆幅输出放大器，就必须给出指定电压、负载下的增益。
Maxim正是以这种方法给出增益，而有些厂家的数据资料中没有这些数据。
例如，某些运算放大器的开环增益可以达到106dB，驱动250Ω负载时能够获得与电源电压相差125mV之内的摆幅，但无法同时保证这两个性能。
例如，MAX4122-MAX4129数据资料在其“电气特性表” (图6)中明确给出了大信号电压增益和输出电压摆幅(见图6)，这些器件的大信号电压增益随输出电压和负载变化的曲线见图7。
图6. 大信号电压增益应包括不同负载下的指标，输出电压摆幅也是驱动负载的函数。
图7. 满摆幅输出放大器增益随负载、输出电压摆幅变化的曲线图。
电荷泵运算放大器MAX4162系列运算放大器采用一种创新方案的解决标准输出级提供满摆幅输出的问题。
运算放大器采用典型的射随器输出级，但其内部电荷泵为输出级提供偏置电压，从而获得了满摆幅输出。
电荷泵也给放大器的其它电路供电，因此，当输入级为标准的地感应结构时，输入可以在地与V CC之间变化。
该系列运算放大器的技术参数如表1所示，提供200kHz带宽时，各器件吸收电流只有35µA (包括电荷泵)。
放大器在保持低电源电流的同时，还可以驱动相对较大的20Ω、500pF负载。
电荷泵的引入，放大器可以采用标准的输入、输出结构，所以这些放大器的性能优于满摆幅运算放大器。
电荷泵运算放大器的共模抑制比非常高，单输入晶体管对儿不存在双差分对之间切换时所引起的失调电压变化问题。
另外，即使在负载相对较大的情况下，其典型的射随器输出仍可保证较高的开环增益，同时，放大器即使在驱动大容性负载时也能保持稳定。
常见问题单电源供电还使得噪声、偏置和失真问题变得比较严重。
噪声单电源应用一般电压很低，低电压使设计人员必须降低噪声，以保持系统的信噪比。
遗憾的是，低电压通常要求低功耗，而随着电源电流的降低，放大器噪声会增大。
其它条件相同时，低噪声放大器的功耗较大。
估算运算放大器的噪声，需考虑所有噪声来源：输入电压噪声、输入电流噪声和由增益设置电阻引起的热噪声。
图8给出了电压反馈运算放大器的噪声源。
C1为运算放大器反相输入端的寄生电容，C2对高频时的噪声增益和信号带宽进行限制，R1/R2为标准增益设置电阻，R3用于平衡反相和同相输入端的电阻。
图8. 电压反馈运算放大器的主要噪声源。
在低频处，噪声增益为1+R2/R1 (图9)。
噪声增益的第一零点在1/2ΠR1C1，到达由C2产生的极点以前，以每十倍频程6dB的斜率递增；在极点1/2ΠR2C2处，噪声增益变得平坦，等于1+C1/C2。
随后，噪声增益曲线与放大器开环增益曲线相交，并开始以每十倍频程6dB的斜率衰减(放大器开环增益的标准单极点滚降)。
图9. 图8放大器噪声增益和开环增益图。
因为输入电压噪声、同相电流噪声和R3引起的噪声在整个闭环带宽内积分，并与电流噪声增益相乘，可以看出(根据噪声增益和开环增益图)，通过选择低单位增益交越频率的运算放大器，使电路噪声最小化。
对反相输入，由R1和R2引起的电流噪声和热噪声只在信号带宽(1/2ΠR2C2)内积分。
因为电流反馈运算放大器中没有电容C2，所以这类运算放大器的噪声只在整个闭环信号带宽内积分。
失真适当的放大器环路增益能够使失真最小，否则在其输入-输出传输函数中将产生非线性。
因为高频处放大器增益减小，所以其谐波失真增加。
给定频率时，如果运算放大器工作在线性区域，并且环路增益最大，就可以获得良好的谐波性能。
这需要将输出偏置远离电源电压的位置，如图4 (信号反相并加入一个偏压)或图10 (有偏压，但信号没有反相)所示。