信号完整性分析笔记(全)

在AD出Gerber的时候，在layer选项下有2个栏，Layer to Plots和Mechanical layers to Add to All Plot. 一般情况下Mechanical layers to Add to All Plot.可以不予理会，此处的意思表示需要添加到任何层面的mechanical layers

出Gerber的时候，如果没有删除room，有时会提示The film is too small for this PCB.因为room 会在角落离开PCB很远，但是gerber需要包含room的信息，如果gerber时候设置的film 的大小比较小，就会有这个问题。如果有些object实在无法寻找，而需要的object比较好选择，可以ctrl+A,然后deselect需要的object，直接del即可将无法找寻的objectdel掉

用PCB Inspector批量修改pad的soldermask expansion的时候，必须先勾选soldermask override，表示可以自定义soldermask expansion

在Altium Designer里面设置内层pad和via的连接的时候，需要将pad设置为thermal，而via不需要，在设置all pad thermal connect以后，需要再add一个all direct connect的rule，优先级设置低于all pad thermal connect..否则所有的via将不会被连接到内层的plane

低阻抗PDS的设计要点

使GND与VCC尽量靠近 / 低电感值的去耦电容 / 封装assign多个寄生电感低的VCC与GND Via/

常见的电磁干扰源

差分信号转化为公模信号，在外部双绞线缆上输出

PCB地弹在外部单端屏蔽线上产生公模电流。附加的噪声可以由内部产生的辐射泄露溢出屏蔽罩引起

做PCB NPTH的时候，可以在mechaincal 1层做一个NPTH，选中，Tool -> Convert -> Creat Board Cutout from Select Primitives

可以在PCB上做一个针对所有层的Routing Keepout（not all electronical layer）,首先在mechaincal 1 layer上做一个primitive,选中，Tool -> Convert -> Creat Cutout from Select Primitives

在allegro中，框选一个封闭的line，可以compose 以line为外框的shape。

也可以选择一个unfill的shape，compose一个static shape

返回路径是平面时是实现串扰最低的结构，一旦返回路径的平面发生变化，就会增加传输线之间的串扰

上升沿时间与频率的关系：RT=1/10F

其中：RT单位为ns，F的单位为GHz

信号沿传输线传输，电压形成传输线之间的电场，电流形成传输线周围的磁场，传输线上信号的传播也是电磁波的传输。信号的传输不仅传输电流和电压，同时还传播着电场和磁场

单位长度导线的自感约为25nH/in

圆形线圈的回路自感 L=32XRXIn(4R/D)nH

R为线圈半径，D为导线直径，单位均为in

在每个频率点，反射电压与入射电压之比称为S参数

任何谐波的幅度都可以由V×2/(nπ)计算得出，V为最大电压值

带宽用来描述频谱中有效的最高正弦波频率

导体损耗和介质损耗，每种损耗过程对高频分量和低频分量的衰减是不一样的，所以以传输线传输的信号在到达load的时候信号的上升时间会有所改变

在FR4介质上， 2G以下的频率的衰减不过-1dB，10G以上频率的衰减为-4dB

带宽与上升时间的关系：BW=0.35/RT

其中BW为带宽，单位为GHz; RT表示10%~90%的上升时间，单位为ns

理想方波的谐波幅度下降的速度近似于1/f, 当实际波形的谐波幅度下降速度大于1/f的时候，此时谐波的频率即带宽

电路中的振铃可能会使高频分量的幅度增加。当波形出现振铃时，其带宽约等于振铃频率

如果电流有理想方波的特性，尽管各次谐波的幅度已1/f的速度下降，但是由于共模电流的辐射是随着频率线性增加的，各次谐波的辐射能力也随着频率f上升，因此各次谐波对EMI 的影响都是相等的，为了减小EMI，应在设计中尽量减小信号的带宽。

带宽与时钟的经验公式

BW=5 X F

(以上升时间为7%周期为前提)

测量的带宽指在带宽频率的范围内，测量得到的数据有比较好的精度。注意与器件的带宽相区别。模型的带宽指在带宽的范围内，利用模型可以得到比较精确的结果。传输线带宽指用传输线传输信号，当信号传输损耗不影响系统工作时最高正弦波的频率

传输线的3dB带宽：在实际应用中，传输线的带宽指传输的频率分量减小了3dB，也就是幅度减小为入射值的70%。

传输线的本征上升时间指传输线的带宽对应的最快上升时间。比如传输线的带宽是1G，那么对应的传输线的最小的上升时间为RT=0.35/1G=0.35ns.，如果不考虑传输线带宽，一个信号的带宽是8G，对应的上升时间RT=0.35/8G=0.044ns,.当这个信号以1G带宽的传输线作为载体的时候，他的上升时间会受到传输线带宽的制约，具体的计算公式

R tout=sqrt(RT in2+RT interconnect2)

其中所有RT均为10%~90%的上升时间

正弦电流与正弦电压之比不是正弦波，而是一些包含每个频率点上幅度的比值和相移的信息

在频域中，阻抗所表示的相移指的是电压超前电流的相移

随着频率的升高，流经电容器的电流（I=C×w×V×cos(wt)）会增大

流经电容的电流超前于电压π/4的相位，流经电感的电流滞后于电压π/4的相位。

实际零件模型的带宽很难计算，只能通过测量得到

电阻值的计算公式

R表示电阻值，单位 Ohm

ρ表示导线的体电阻率，单位为Ω.cm

d表示互联线2端的距离，单位为cm

A表示导线的横截面，单位为cm*cm

直径为1mil, 长为80mil的键合线的电阻值大约为0.1 Ohm，键合线(铜)的单位长度的电阻大约是1 Ohm/in

宽10mil，厚度为0.5 oz的铜导线的单位长度电阻是0.1 Ohm/in。对于1oz的铜导线，电阻在20MHz处开始增加

体电阻率与体电导率的积为1

电阻率的单位是Ω.m，电导率的单位为Ω/m

2个同心球面之间的电容为C=4πε*r*r1/(r1-r)

ε:空间的介电常数，自由空间的介电常数为0.089pF/cm或者0.225pF/in

r,r1: 球体的内外径，单位为cm或者in

当内球面半径大于外球面半径10倍以上时候

C=4πε*r（r为内球面半径）

相对于某个表面，每个孤立的导体都有电容，这个电容不一定很小，而是有个与直径相关的最小值，导体距离附近的某个表面越近，他的电容量就越大。通常1in的直径的球面电容量约为2pF

平行板电容近似有一个前提条件，他假定了平行板周围的的边缘场效应是不存在的。在实际中，考虑边缘场效应后，实际的电容量要大于近似值

介电常数的本质是相对于空气的介电常数，所以是没有单位的，空气的介电常数为0.089pF/cm或者0.225pF/in。介电常数越大，电容值越高。水的介电常数约为80，同质固体材料介电常数会随频率的变化而变化，FR4从1KHz到10MHz，介电常数由4.8为4.4，而从1G到10G，介电常数就非常稳定了

互联线中常用介质的相对介电常数

多层板中存在的地与电源的平板电容，无法提供有效的去耦（相差3个数量级），他的作用只是为芯片和去耦电容提供低电感的路径

如果线宽是介质厚度的2倍，介电常数为4，针对50 Ohm的传输线，则microstrip单位长度的电容C=2.7pF/in, Stripline的单位长度电容为3.5pF/in

传输线厚度对传输线的寄生电容的影响是微小的

传输线线宽的变化会影响微带线的有效介电常数，当线很宽时，大部分电力线都在介质中，这时有效介电常数约等于介质的介电常数。当微带线的线宽比较小的时候，大部分的电力线都在空气中，此时有效介电常数会小于介质的介电常数

若要求阻抗精度小于10%，则不能应用IPC关于阻抗的计算公式

电介质不会对磁力线产生影响

导线中电流愈大，导线越长，磁力线的匝数越多，磁场越强。当导体中含有铁钴镍（铁磁金属，磁导率大于1）时，磁力线将显著增加，其他的任何金属都不会对磁力线产生任何影响

电感是导体上流过单位安培电流时，导体周围磁力线的韦伯值

L=N/I

L表示电感，单位为H

N表示电流导体周围的的磁力线匝数，单位为韦伯

I是流过导体的电流，单位为安培

此处应该深刻理解电感的定义，电感只与导体的几何结构有关。影响电感的唯一因素就是导体的分布和在铁磁金属情况下导体的磁导率

电感应与磁场强度区分开，电感源自导线上的电流，可以用比较具体的实物描述为以导线为轴心，有一定半径的圆柱体体积，导线越长，圆柱体越高，包含的体积越大，即电感越大。

影响电感的唯一因素是导体的分布和在铁磁金属情况时导体的磁导率

导线周围的磁力线发生变化，则导线两端就会产生压降

V=△N/△t

△N标示磁力线的变化量，△t表示磁力线变化的时间

当导线上电流发生变化时，电流的自感会发生变化，由于自感的变化而在导线上产生压降，这就是电流变化产生感应电压的原因

V=△N/△t=L△I/△t=L(dI/dt)

感应电压的极性可以根据原则判断：感应电压产生的感应电流将阻止导线上的电流的变化

由电流变化产生的感应电压是所有有电感引起的信号完整性问题的根本原因

串扰形成的原因是由于导线之间的互感，当其中一根导线的电流发生变化的时候，另一条导线的互感会发生变化，产生感应电压，从而对自身的信号产生影响，产生的噪声电压为Vnoise=M(dI/dt)

Vnoise表示目标导线干扰电压

M为两条导线之间的互感

I为噪声源导线上的电流

由于感应电压取决与电流变化速度，所以也用开关噪声

此处所有电感均为局部电感

直环形导线局部自感计算公式（精度优于几个百分点）

L: 局部自感，单位为mH

d：导线的长度，单位为in

r: 导线的半径，单位为in

从公式中可以看出，导体的局部自感与导体的长度成正比。但是在实际中，还应考虑互感在新增长的导线上所起的增加的作用。同时可以从上式看出，导体截面增大时，电感会减小，即电流越分散，局部电感就越小

此处注意局部自感与局部互感的区别

导线的局部自感大约为25nH/in或1nH/mm

经验法则：从电容到via约50mil的线的局部自感约为1.2nH；板厚为64mil的过孔的局部自感约1.6nH。

局部互感

当局部互感大于局部自感的20%时

当导线的间距远大于导线长度时，两段导线的局部互感小于任意导线的局部自感的10%，这时互感通常可以忽略不计。

Eg：当2个长20mil的via之间间距大于20mil时，那么他们之间的互感基本上不存在耦合

在电流回路中，信号的回流路径由于电流变化而产生感应电压，该电压称为地弹

返回路径上地弹电压降为

Vgb=Ltotal X dI/dt=(Lb-Lab) X dI/dt

优化地弹之方法

1，尽可能减小回路电流的变化，即降低信号的边沿变化率和限制同时共用返回路径的数目2，尽量减少Ltotal.即减小支路的局部互感和增加支路间的局部互感。减小支路的局部自感意味着返回路径尽量短，尽量宽（即使用平面）。而增加2支路间的互感则意味着信号与其返回路径尽可能靠近

地弹是产生开关噪声和EMI的主要原因，主要与返回路径的总电感有关

当电流方向相反，如差分线，传输线与返回路径，应尽量减小其间距，增加局部互感，使其中任一条总电感减小。而当电流方向相同，如共模电流输出，则应尽量拉开其之间的距离，因为他们之间的互感对彼此的总电感都是加强的作用，增加距离可以有效的减小总电感

在做去耦电容设计的时候，应注意过孔对于降低焊盘到平面间有效电感的方式，对于同方向电流过孔（相同net）,间距应该大于via的长度；对于反方向过孔电流，间距应该尽量小于via的长度。当然，无论怎样，多打via会形成一条并联路径，会降低pad到plane的有效电感

回路电感计算公式

L loop=L a+L b-2L ab

说明2条支路越靠近，回路电感就越小

环形线圈的回路电感

L loop为回路电感，单位为nH

R为线圈半径，单位为in

D为构成线圈的导线的直径，单位为in

相邻的直圆杆的回路电感

len为圆杆长度，单位为in

r表示圆杆半径，单位为mil

s表示圆杆中心距，单位为mil

使PDS阻抗降低的设计原则：低频时，添加低阻抗的去耦电容；高频时，使去耦电容和芯片焊盘间的回路电感最小

电容的去耦时间

芯片需要的电流

I=P/V

电容在△t内需要提供△Q的电量，△V为电容2端电压的变化量

△V =△Q/C

则有

如果芯片的电压tolorance为δ，一般芯片的δ为5%，即△V=δV

则有

所需的去耦电容的大小为

C为去耦电容的电量，单位为F

V表示轨道电压，单位为V

P为芯片的功耗，单位为W

eg假设电ASIC工作电压3.3V，允许波动5%，功耗典型值为1W，则去耦电容的电容量为C=1/0.05 X 1/3.3/3.3 X △t=2△t

若稳压器不能在10ns之内对电压变化做出反应的话，就需要至少提供2 X 10ns=20nF的去耦容量

去耦电容的在高频的时候，阻抗仅与回路电感相关，此电感称为串联等效电感。所以在高频时候，减小去耦电容的阻抗就是设法减小芯片焊盘与去耦电容之间的这个完整路径的回路电感

减小去耦电容回路自感的方法

1，使电源平面和地平面靠近表层缩短via（馊主意）。2，使用小尺寸电容。3，电容焊盘到via的距离尽量短。4，多个电容并联使用

由2个平面构成的电流路径的回路电感，当平面的宽度远大于平面之间的间距时，即w>>h,2平面之间的回路电感可以精确的地近似为

u。表示自由空间的磁导率，为32nH/mil

h表示平面的间距，单位为mil

Len表示平面的长度，单位为mil

W表示平面宽度，单位为mil

由以上公式可以得到2平面上任意面积的正方形回路电感都相同，即单位面积的回路电感相等

对于有去耦电容的平面，其回路电感是由扩散电感决定的，而不是取决与芯片和电容之间的距离，

Via阵列会使回路电感增大，但是并不是很显著，如果减小回路一半的宽度，回路电感大概增加25%

2个局部电感的串联，等效的局部电感为

L series=L1+L2+L12

2个局部电感的并联，等效的局部电感为

当导线流过单位安培电流时，与分布在导线表面的电流相比，电流越靠近导线中心，其周围的磁力线越多，自感也越大

电流的趋肤效应。在频域中，电流总是寻找阻抗最小的路径，对于高频电流，即电感最小的路径。在导线中，电流离导线中心越远，产生的电感就越小，所以高频电流都在导线的表面，因为表面的电感（阻抗最小），这就是趋肤效应的原因。

趋肤深度计算公式

δ表示趋肤深度，单位为m

σ表示金属的电导率，单位为S/m

μ。表示自由空间的磁导率，为4πX10X-7E H/m

μr表示磁导线的相对磁导率

f表示正弦波频率，单位为Hz

铜的趋肤深度

δ的单位为um，f的单位为MHz。1MHz时，铜的趋肤深度为66um

对于1oz的铜线，在10MHz以下，电流是均匀分布的

高频时的电阻与直流时的电阻之比约为t/δ,t为低频时候的导线厚度

信号回流路径解释

在高频时，信号沿阻抗最低路径返回，亦即电感最低的路径，只有与信号导线越靠近，回流信号与信号的互感才会越大，整个回路的自感也就越小，阻抗也就越小，所以回流路径都是与信号路径最靠近的路径。

涡流指电流在相邻平面上产生感应电压，感应电压产生的电流称为涡流。

涡流会自己重新产生新的磁力线，而产生的磁力线分布就像是平面下另一电流产生的一样，且平面下并不存在的电流与源电流以平面对称，并且大小相等方向相反，称为镜像电流。这样如果电流离平面越近，那么就会与镜像电流越近，他们彼此之间的互感会减小源电流的电感。所以PCB上信号线会越靠近平面越好

只要电流回路与悬空平面的间距小于导线的总跨度，感应的涡流就会起作用。

信号是指信号路径与返回路径相邻2点的电压差

信号完整性优化原则：将所有的互联线设计为均匀传输线并减小所有非均匀传输线的长度

平衡传输线或非平衡传输线对信号没有任何的影响，他们只有一个作用，将信号由一端传输到另一端

电子的速度公式

q表示一个电子所带的电量，为1.6X10E-19

n表示自由电子的密度，单位为/m3

A为导线横截面的面积，单位m2

V表示自由电子的速度，单位m/s

电子在铜导线中的速度为1cm/s, 导线上的电阻对信号的传输基本上没有影响

电磁场传播的速度

可见光频率：1X1015 Hz

自由空间的介电常数8.89X10-12 F/m

自由空间的磁导率4πX10-7 H/m

空气中，相对磁导率和介电常数的值都为1，光的速度为12in/ns。绝大多数互联线的传输速度为6in/ns(聚合物介电常数为4)

绝大多数聚合物的介电常数为4，玻璃为6，陶瓷为10

传输线延迟与互联线长度的关系0

TD表示延时，单位为ns

Len表示互联线长度，单位为in，v表示信号速度

单位互联线上的时延约为170ps/in

信号前沿的空间延伸

d=RT X v

d表示信号上升时间引起的空间时延，单位为in

RT上升时间，单位ns

V信号传输的速度，单位in/ns

信号在传输线传播的过程：信号在传输线上传输，可以等效为信号源不断给传输线注入电流。注入的电流提供了构成信号电压的电子，分别分布在传输线路径与返回路径构成的电容上。当传输线的宽度增大，或者信号传播的速度增加时，传输线构成的平板电容也会增大，在单位时间内，所需要提供的电流也就越大。而传输线的特征阻抗的定义：Z=V/I. 电压不变而电流变大，则传输线的特征阻抗减小。所以线宽越大，信号传播的速度越慢（介电常数越小），则传输线的特征阻抗越小

传输线的瞬态阻抗：

基于传输线的0阶模型，非电气模型。里面没有电感的近似。信号的速度为材料中的光速

特性阻抗在数值上与瞬态阻抗相等。

所有的高速数字产品，如果电路板的尺寸大于6in，且时钟的频率高于100MHz,就应制成可控阻抗线路板

对于FR4上的微带线，若线宽是厚度的2倍，则特性阻抗约为50 Ohm

宽导线和薄介质构成的传输线的特征阻抗很低，例如PCB中电源和地平面构成的传输线特性阻抗通常小于1 Ohm

常见的可控阻抗传输线

传输线上传播的信号实际上是光，信号路径以及返回路径收集并引导电磁波，电磁波传播场以光速在复合介质中传播。如果没有导线的引导，光就会以电磁波的形式在自由空间传播。电磁波在自由空间中传播时，电场和磁场就会受到一个阻抗，这个阻抗与2个基本常量有关：自由空间的磁导率和自由空间的介电常数

当天线的阻抗与自由空间的特性阻抗（377Ohm）相匹配时，天线的辐射会是最优

采用50 Ohm的传输线是因为同轴线的几何外形的衰减和可制造性的最佳平衡点。早期所有的仪器都沿用这个标准，采用这个标准的仪器越来越多，系统的兼容性也就越好。

确定高速系统的最佳特性阻抗，50Ohm是一个很好的选择。采用的特性阻抗越高，间距相同时，串扰越严重。高特性阻抗的接插件容易制造，价格更低。特性阻抗越小，对接插件过孔造成时延会比较不敏感，但是特征阻抗低功耗也会比较大

只要信号在传输线上传播，驱动是无法识别它是负载还是纯电阻。

如果测量时间小于信号在传输线上的往返时间，那么用欧姆表测得的阻抗就是传输线阻抗

注意区分特征阻抗与传输线阻抗，传输线的特征阻抗指有物理几何机构和材料决定的传输线特征的一个物理量，等于信号沿均匀传输线传播是受到的瞬态阻抗。而传输线的阻抗是会随着时间变化的，在信号往返的时间内，传输线的阻抗就是传输线的特征阻抗。在信号往返传输线以后，要根据传输线末端负载的不同，传输线的阻抗可以为0到无穷大

驱动器受到的阻抗主要有信号路径与他相邻最近的平面构成的传输线决定，与邻近平面的电压没有关系，

驱动器的输出阻抗越小越好，这样加到传输线上的电压就会与驱动电压越接近。若输出器件的输出阻抗比较低，则称之为线性驱动器

信号以电源平面作为回流路径时，存在信号与电源的耦合，电源与地的耦合，因为所有的信号最终还是会回流到地的，信号与地构成的传输线的0阶模型为信号平面与电源平面之间形成电容，电源与地之间形成电容。所以传输线的阻抗为信号与电源构成的传输线以及电源与地构成的传输线相加（串联）

当平面间厚度远小于平面边长时，平面的阻抗近似为

Z0表示2平面的特征阻抗

ε平面间的介电常数

h为平面之间的间距

w为平面的宽度

减小平面阻抗最好的方法是减小平面之间的距离，而且这样也可以使平面之间紧密耦合

减小平面间阻抗有诸多用处。当信号在电源与地之间切换时，如果平面之间没有电容，只有平面构成的平板电容，回流将会通过平板电容耦合回到源端，则平面之间的阻抗会附加到返回电路上，形成压降，也就是地弹。减小平面间的阻抗可以有效减小地弹

无论返回电流什么时候在直流隔离的平面切换，它都会在2平面产生耦合，其受到的阻抗为2平面构成的传输线的阻抗

电流沿via扩散所受到的阻抗的近似计算

信号区域内的电容

C表示平面间的耦合电容

ε0表示自由空间的介电常数。ε0=0.225pF/in

ε表示平面材料的介电常数

A表示2平面返回电流的重叠面积

H表示平面间的距离

R表示耦合圆不断扩张的半径

随着半径的增加，电容的增量（即单位长度电容）为

电值受到的瞬态阻抗为

离过孔越远，受到的瞬态阻抗就越低

返回电流受到的阻抗与时间的关系

H的单位为in

T的单位为ns

返回电流的阻抗只有在上升时间很快时才很大，这段时间基本小于0.5ns

当返回路径为50Ohm的5%时，他的影响就相当大，当有n条信号路径经由这些平面切换时，将会产生很大的电流，即使平面阻抗很小，也会产生无法接受的地弹噪声。返回路径最大可允许的的阻抗为2.5Ohm/n

减小平面切换时阻抗的措施

要有一个相同参考电压的平面，且返回路径via尽量靠近信号via

具有不同电压的参考平面之间尽量薄

扩大相邻切换过孔的距离，避免初始瞬间返回路径阻抗很高时，返回电流叠加在一起

在平面间并接去耦电容，注意去耦电容须在上升时间频率分量的带宽内

不同直流电压平面的电容并不能有效控制切换平面引起的地弹，然而可以为低频噪声提供额外的去耦作用

当信号路径必须面对不同电平参考时，减小地弹的唯一方法就是使参考平面间的介质尽量薄

相邻平面层内的电路板边沿之间的电压来回反射称为平面间的谐振

对于非平衡传输线，信号路径与返回路径的局部自感是不相同的。信号路径的局部自感要比返回路径的大10倍以上。对于信号传播及串扰来说，信号路径和返回路径的局部电感都不重要，重要的是回路的局部自感

传输线一阶模型计算得到的瞬态阻抗与理想分布的传输线的瞬态阻抗相同，在数值上等于导线的特征阻抗

一介模型传输线阻抗和时延

V为信号在传输线中的速度，单位in/ns

将一阶模型与物理模型对比，可以得到单位长度电感和电容

由特征阻抗和速度的关系，可得

由传输线的时延和特征阻抗可得

V的单位为in/ns, TD单位为ns, L单位为nH，C单位为nF

所有介电常数为4的50 Ohm的传输线，单位长度电容为3.3pF/in,单位长度的回路电感为8.3nH/in

当回流路径宽度以信号路径宽度为基准再分别向2边延伸3倍介质厚度后，可以忽略返回路径的宽度对阻抗的影响。信号路径厚度每增加1mil，特征阻抗下降2 Ohm

阻焊层的典型厚度为0.5~2 mil，在这个范围内，阻焊层的存在使特征阻抗降低了约2 Ohm

单个的LC电路模型的带宽约为第一个谐振频率的1/4, 第一个谐振频率的计算方法，传输线的长度等于波长λ，f=1/T=1/TD=1/(sprt(LC))

模型的带宽计算公式

TD表示传输线的延时

N为模型的节数

f0为全波的谐振频率，等于1/TD

为了使模型的带宽达到1/TD, 需要10节LC电路。

以上公式说明要使模型的带宽达到全波频率，需要10节LC电路。对于一个确定的传输线，信号的频率越高，在传输线上的波长数也就越多，每个波长都需要10节LC，则需要的总的LC的数目就会增加，即传输线模型的带宽也就越大。对于以上公式可以这样理解，TD决定了传输线的长度，BW决定了信号的频率，相应的n也就确定了。

同时也可根据传输线的时延与n值确定传输线的带宽

阻抗突变后反射信号与入射信号幅度之比

ρ为反射系数

传输系数计算公式

高速线路板设计4要素

使用可控阻抗互联线

传输线末端至少有一个终端匹配

使用能使多分支产生最小影响的布线topology

最小化几何结构的不连续性

终端开路的传输线反射系数为1，入射信号会全部反射回源端。在开路末端，电压值为入射点呀与反射电压之和，数值上为入射电压的2倍

终端短路的传输线反射系数为-1，在短路处测得的信号电压为0V。也可以换一种角度理解，阻抗为0，电压也为0

驱动源的内阻的计算方法

Rs,驱动器内阻

Rt，输出端连接的终端电阻

V o，驱动器的开路电压

Vt，终端电阻的电压

当区域2的阻抗小于区域1的阻抗时，反射系数为负，反射电压也是负电压，即反射电压将会回到源端

当内阻小于传输线的特征阻抗时，源端出现负反射，这将引起振铃现象。如果远端开路，无论怎么样振铃，最终远端的电压还是等于源端电压，这是必然的结果，因为电压都是加到开路上的

开路的实际电压有时候会大于源电压，它是由传输线的分布参数L,C谐振产生的

当表征自身没有电压源的无源互连线的特性时，TDR是合适的测量仪器。当测量有源电路的实际电压时，带高阻抗探针的高速示波器是最适合的

TDR是一个快速阶跃信号发生器和高速采样示波器，一个高速脉冲发生器产生一个快速的上升沿，流经精确的50Ohm电阻，电阻旁就是高速采样示波器的测试点。该电阻串联一个很短的50Ohm的同轴电缆，最后接到与DUT相连的前面板。用高速采样示波器测得内部节点的总电压，并显示在屏幕上。

TDR的工作过程

在阶跃信号产生前，测试点的电压为0V，高速阶跃信号发生器产生一个400mV的电压，实际的电压被检测到。测试点处有2个电阻，第一个电阻是内部校准电阻，第二个电阻是进入TDR的内部传输线，所以测试点测到的电压为经过分压的电压200mV。如果DUT为50Ohm, 则采样示波器的电压恒定为200mV；如果终端开路，则采样示波器的电压为400mV；如果终端短路，则采样示波器的电压为0V。

反射噪声一般应控制在10%以内，对于要求比较苛刻的系统，反射噪声一般应控制在5%以内

当传输线足够短，虽然发生了反射，但是他们却被上升沿或者下降沿掩盖住了，可能不会引起问题。当时延小于上升时间的20%时，反射基本上是看不见的。

上升时间为1ns，无需端接的最大时延为0.2ns，FR4中，信号的传输速度为6in/ns,所以上升时间为1ns的传输线，无需端接的最大长度为1.2in。故可以得到

L max

L max为无需端接的最大距离，单位为in, RT为传输线上升时间,单位为ns。

如果源端阻抗与传输线的特征阻抗相等，当信号反射回源端后，会被源端的内阻吸收。通常会在驱动器前端串联一个电阻，短接电阻与驱动的内阻之和应该等于传输线阻抗。

对于驱动器前端电阻，在驱动器处，由于延迟的反射电压，会在输出电压上造成台阶形式的波形，且传输线的延时越长，台阶越长。只要在源端附近没有别的接收器可以接受到此波形，就不会引发问题。当其他器件在源端可能会接受到此波形，就要考虑选择其他的topology 和端接方案。

阻抗突变传输线的最大长度计算

L

L为阻抗突变的最大长度，单位为in，RT表示上升时间，单位为ns

Stub最大长度

L

L为stub的最大长度，单位为in，RT表示上升时间，单位为ns

所有的接收器门电路都有门输入电容，一般约为2pF，接收器封装引脚与回路之间也有寄生电容，大约为1pF。

RC电路的时间常数τ=RC是指当电压上升到电压终值的1/e或者37%所需要的时间。零件末端的寄生电容和传输线的特征阻抗构成一个RC电路，当信号的上升时间小于τ时，那么信号的上升时间会最终由RC电路的τ决定，信号的上升时间（10%~90%）大约为2.2τ

当信号的上升时间大于RC电路的时间常数，则信号的上升时间还需额外加上10%~90%的RC上升时延

当RC上升时间与信号的上升时间相当时，就必须要考虑远端的容性负载对时序的影响

对于一般的容性负载约为2pF，特性阻抗为50Ω,RC上升时间为2.2X50X2=0.2ns,当信号频率为100M时，上升时间为1ns可以忽略容性负载的影响；而当信号的频率为500M时，上升时间为0.2ns，此时就必须考虑容性负载对信号时序的影响了

走线中途容性负载反射：初始传出的信号不受什么影响，但是在末端反射以后，他将向源端返回，再次遇到电容器后，带负值的反射信号会反射回远端的接收端，这会造成接收端信号的下冲。

传输线直角拐角地方的电场很高，这是直流效应，它是由导线外边缘的尖锐程度引起的，很高的直流电场会使拐角处的细丝变长并引发长期的可靠性问题，但是不会影响信号质量。

上升时间与电容量的比值为时域中电容的阻抗，单位为欧姆

如果信号是线性上升沿，则有Dv/Dt=V/RT,电容的阻抗为

Zcap为时域中电容的阻抗，单位为Ω

C表示突变处的电容容量，单位为nF

RT为信号的上升时间，单位为ns

当Zcap>5Zo时，可以忽略容性阻抗对信号反射产生的影响。

，

Zcap为上升过程中电容的阻抗，单位为Ω

Zo为传输线的特征阻抗，单位为Ω

RT表示信号的上升时间，单位为ns

Cmax为反射噪声不产生问题的最大允许电容，单位为nF

如果特征阻抗为50Ω，可以得到Cmax<0.004RT

RT的单位为ns，Cmax的单位为nF，为了避免容性突变引起的过量的下冲噪声，应使电容量（pF）低于信号上升时间（ns）的4倍。

容性时延累加的计算：传输信号的10～90的上升时间约为

系数1/2是因为传输线的前一半是使电容充电，后一半使电容放电，所以充电的有效阻抗实际上是特性阻抗的1/2

使用50Ohm的传输线，1pF的容性突变会引起大约25ps的时延，但是接插件与焊盘导致的容性突变往往大于1pF，对于高速信号，由此造成的时延是不允许的，解决问题的办法是使用低特征阻抗传输线。

50Ohm传输线上一个拐角的电容量（fF=10-15F）约等于2倍线宽（mil）

过孔造成的容性突变范围从0.1pF到1pF.

当多个容性负载的间距小于信号上升的空间前沿时，则容性突变处引起的反射就会相互抵消。此时，可以等效为传输线的阻抗降低了。均匀分布着容性负载的传输线称为有载传输线。对于一条有载线，如果信号的上升时间小于容性负载之间的时延，则开始时容性负载可以看作为独立的影响，信号在上面传输时会因为容性负载造成延时，到信号上升时间由于电容的上升边退化后大于电容之间的延时，那么此时有载传输线相当于一条阻抗降低了的传输线。

可以根据信号噪声不大于信号电压的10%来计算传输线的阻抗突变容限。当阻抗突变20% 时，计算反射系数，可以得到信号的摆幅为13%。

突变电感的阻抗为

L的单位为ns, RT的单位为nH.

为了确保感性突变的阻抗小于传输线阻抗的20%，

L的单位为ns, RT的单位为nH.

50Ohm的传输线允许的最大的额外回路电感（nH）为信号上升时间（ns）的10倍。

如果接插件上的电感突变太大，可以在接插件的pin脚处加上2颗电容，此为补偿的方法，电容的大小为

C的单位为nF, L的单位为nH

最优的处理方式是在感性突变的2边分别加上C/2的电容，这一技术适用于所有的感性突变，如过孔，电阻等。

传输线损耗引起的上升边退化会造成ISI干扰与眼图的塌陷

所有时钟频率超过1G，传输线长度超过10in的的信号，传输线损耗是首要考虑的信号完整性问题。

眼图的闭合是对错误率的度量，眼图的睁开度越小，位错误率越高。因此，睁大的眼图说明位错误率低和信号的质量好，睁开的眼睛间交叉重叠的区域的水平宽度是对抖动的度量。

当信号沿传输线传播时，接收端有5种方式的能量损失：

1，辐射损耗；2，耦合到邻近的线条上；3，阻抗不匹配；4，导线损耗；5，介质损耗。

与其他损耗相比，总的辐射损耗其实非常小，这种损耗机理不影响有损线的分析，然而他在电磁干扰中却很重要。

相邻线之间的耦合的损耗对上升边退化的影响是很大的，而且这种影响是可以精确的建模的。

阻抗不匹配造成的损耗最后由于反射被源端所吸收。

5mil宽，1oz厚的1in长的铜导线，其信号路径的直流电阻约为0.1Ohm

铜导线的趋肤深度

单位为um，频率单位为GHz

铜的电导率为1.8×10-6Ω/cm

电容之间的材料是存在漏电流的，这些漏电流会消耗能量，在传输线上的表现为介质损耗。

大多数介质的体电阻率很高，典型值为1012Ω.cm。介质的体电阻率与频率有关，频域越高，电阻率越小。

电导率与频率存在一个转折的关系，当频率低于某个值时，电导率是不变的。当频率高于这个值的时候，介质中的偶极子会在外加电场的作用下发生位移，此时体电导率会随着频率的升高线性上升。FR-4的转折频率为10Hz。

给电容的2极加施加正弦电压，流经电容器的电流分为2部分。一部分恰好与电压异相，称之为流经理想无损耗电容电流。另一部分与电压同相，就像流经电阻的电流，它引起损耗。

材料的介电常数为复数，当介电常数为实数时，此时电容为理想电容，只存在与电压异相的电流。如果介电常数为虚数，则与虚部有关的电流为与电压同相的电流，但是实际上电压与电流相位是相差180度的。

介质的相对介电常数描述的是电场中的偶极子如何重新排列而增加的电容量，将电容之间的空气填满介电常数为ε的材料，则电容增大ε倍。

介质的漏电阻

交流电导率与耗散因子的关系

衰减的单位奈培以e为底，衰减为1奈培。表示最终输出的幅度为输入幅度的37%

FR4中，1GHz信号的衰减的典型值为0.1dB/in.

复特征阻抗

针对FR4中3mil线宽，50Ω传输线的复特征阻抗，当频率高于10MHz时，复特征阻抗与无损耗特征阻抗的值非常接近。如果线再宽一点，损耗再低一点，转折频率会更低一些

低损耗区

低损耗区的条件是R L<

频率约高于10MHz时，1oz铜线的串联电阻随频率的平方根增加，wL L随频率线性增加。R L=0.5/w

R L单位为Ω/in, w的单位为mil

由于趋肤厚度影响，可以得到

其中f的单位为MHz，w的单位为rad/s

50Ω传输线的单位电感大约为9nH/in, 则

可以得到对于线宽为3mil的线，当正弦波的频率分量高于2MHz时，其工作在低损耗区。对于线宽大于3mil的线来说，低损耗区可以起始于更低的频率，实际上高损耗区域在低频区，其频率低于趋肤效应起作用的那个频率。

衰减的定义：

Αn的单位为奈培，在低损耗中可近似为

可以看出，衰减与频率没有任何关系

如果随着频率的变化，导线单位长度的串联电阻和介质的单位长度并联电导都是常数，则传输线的衰减当频率变化时也是常数。所有频率感受到的损耗都是相同的。

奈培与dB的转换公式

单位长度的损耗是由2部分组成的，一部分是由导线损耗引起的衰减

另一部分衰减与介质材料的损耗有关：

总的衰减为

导线引起的单位长度衰减为、

导线引起的总的衰减为

R L单位为Ω/in

W单位为mil

F为正弦波频率，单位为GHz

Z0单位为Ω