反激电源变压器的参数设计
30W反激变压器设计
30W反激变压器设计反激变压器（Flyback Transformer）是一种广泛应用于电源供应器中的变压器。
它的特点是可以实现高压变换、隔离和电源回馈控制，适用于各种电力供应器和逆变器应用。
在本篇文章中，将详细介绍30W反激变压器的设计原理和步骤。
首先，我们需要明确设计要求和规格。
根据需求，我们需要设计一个30W的反激变压器。
一般来说，该类型的变压器包括两个主要部分：主变压器和辅助电路。
主变压器用于输出电源的隔离和升降压，而辅助电路则用于控制开关管的导通和关断。
在设计过程中，我们需要考虑以下几个关键参数：1.输入电压和输出电压：根据应用需求，确定变压器的输入和输出电压范围。
2.输出功率：确定变压器的输出功率要求，以决定设计的变压器芯的尺寸和匝数。
3.开关频率：选择适当的开关频率，以确保变压器的效率和稳定性。
4.选择芯式和线圈材料：根据功率和频率要求，选择合适的芯式和线圈材料。
常用的芯式包括EE、EL、EP等。
5.线圈匝数计算：根据输入和输出电压的比例，计算主辅助线圈的匝数。
设计步骤如下：1.确定输入和输出电压：根据应用需求，选择合适的输入电压和输出电压。
2.计算变压比：计算输入和输出电压的比例，确定变压器的变压比。
3.计算输出电流：根据输出功率和输出电压，计算输出电流。
4.计算开关频率：选择适当的开关频率，一般在20kHz至100kHz之间。
5.选择芯式和线圈材料：根据功率和频率要求，选择合适的芯式和线圈材料。
6.计算线圈匝数：根据输入和输出电压的比例，计算主线圈和辅助线圈的匝数。
7.计算变压器的匝数比：根据主辅助线圈的匝数，计算变压器的匝数比。
8.计算变压器的电感：根据输入电压、开关频率和匝数，计算变压器的电感（L）。
9.计算开关管的导通时间：根据变压器的电感和输出电流，计算开关管的导通时间。
10.选择开关管：根据导通时间和输出电流，选择合适的开关管。
11.制作变压器线圈：根据计算得到的匝数和线径，制作主线圈和辅助线圈。
反激变压器设计(标准格式)
副边有效值电流：
根据所选线径计算副边电流容量：
自供电绕组线径：由于自供电绕组的电流非常小只有5mA，因此对线径要求并不是很严格，在这里主要考虑为便于与次级更好的耦合及机械强度，因此也采用裸线径为0.35mm的漆包线进行绕置，使其刚好一层绕下，减小与次级之间的漏感，保证短路时使自供电电压降低。
7、计算变压器损耗和温升
变压器的损耗主要由线圈损耗及磁芯损耗两部分组成，下面分别计算：
1）线圈损耗：
原边直流电阻：
为100℃铜的电阻率为2.3×10-6（ ·cm）； 为原边绕组的线圈长度，实测为360cm；A为原边0.23mm漆包线的截面积。
原边直流损耗：
原边导线厚度与集肤深度的比值：
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm， 为集肤深度0.31mm。
根据所选线径计算原边绕组的电流密度：
计算副边绕组导线允许的最大直径（漆包线）：
根据上述计算数据可采用裸线径DIASS=0.72mm的漆包线绕置，但由于在温度100℃、工作频率为60KHz时铜线的集肤深度： ，而0.72mm大于了2倍的集肤深度，使铜线的利用率降低，故采用两根0.35mm的漆包线并绕。
《参考文献》
1、《现代高频开关电源实用技术》 刘胜利 编著 电子工业出版社 2001年
2、《开关电源中磁性元器件》 赵修科 主编南京航空航天大学自动学院2004年
3、《TDK磁材手册》 日本TDK公司 2005年
5、计算变压器匝数、有效气隙电感系数及气隙长度。
6、选择绕组线圈线径。
7、计算变压器损耗和温升。
下面就按上述步骤进行变压器的设计。
二、设计过程：
1、电源参数：（有些参数为指标给定，有些参数从资料查得）
反激式开关电源变压器设计说明
2.6 计算一次绕组最大匝数Npri
Lpri 452*10-6
Npri = =
= 61.4匝 取Npri=62匝
AL 120*10-9
2.7 计算二次主绕组匝数NS1〔NS1为DC+5V绕组
Npri<V01+VD><1-Dmax> 62*<5+0.7>*<1-0.5>
Ns1=
=
= 2.78匝
Vin<min>Dmax
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
表二 变压器窗口利用因数
变压器情况
窗口
反激式变压器 一个二次绕组 两个或多个二次绕组 相互隔离的二次绕组 满足UL或CSA标准 满足IEC标准 法拉第屏屏蔽
1.1 1.2
1.3 1.4 1.1 1.2 1.1
用下式按变压器情况将各窗口利用因数综合起来 Knet=Ka.Kb…
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
变压器绕制结构如下：
0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层 0.06/3层
偏置绕组 ½一次绕组 二次绕组 ½一次绕组
3mm
3mm 技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
2.11 计算变压器损耗
1铜损：Pcun = NnV* MLT*Rn>In2 MLT = 2E+2C=2*25.27+2*9.35=69.24mm
5+0.7
取13匝
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反激式开关电源变压器设计(2)
2.9 检查相应输出端电压误差 Vsn
δVsn%=<< = *Ns’n-Vsn>/Vsn>*100% Nsn
反激电源变压器的参数设计
开关电源学习漏感：变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通！变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈,因此产生漏磁的电感称为漏感。
RCD钳位电路的作用：反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组，导致漏感的反激电动势很大，高压很容易导致开关管的损坏，所以用RCD钳位电压到安全的范围，将漏感的能量存储在电容C中，再由电阻R消耗掉。
反激式开关电源：反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。
演变的过程把MOS和二极管D1放到下面，与上图等效。
在A B之间增加一个变压器，由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的，所以用这个变压器来等效。
由于电感和变压器的初级电感并联，为了直观把电感合二为一，并且调整变压器的同名端得到下图；上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了，由于变压器在开关管导通时储存能量，断开时通过次级绕组释放能量，变压器的实质是耦合电感，耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离，而且实现了电压的变换，而不仅仅是通过改变占空比来实现。
由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。
当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。
故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD 吸收电路。
用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。
二极管的反向恢复电流理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。
而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。
反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。
因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。
可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声.。
碳化硅材料的肖特基二极管，恢复电流极小。
30W反激变压器设计
实取 N p 36 匝 。 （2）二次侧绕组的匝数
Ns
U O ( 1 Dmax ) 12 0.6 2.73( 匝） 3 fBm Ae 100 10 0.25 109 10 6
（1-7）
实取 N s 3匝 。 4、计算变压器磁芯气隙 如果变压器工作时，磁通不能回到始发点，变压器的磁通会随着反复工作逐步增大，将导致 磁通饱和，尖峰电压和浪涌电流，立刻烧坏主功率开关管解决磁通复位的问题，就是靠增加 气隙解决。合理的气隙不但能使变压器稳定工作，也可以增加电源输出功率，减少变压器的 高频磁芯损耗，并且可以进一步提高开关频率，降低初次级的纹波电流。 变压器磁芯气隙计算公式为：
lg
式中
2 0 N p Ae
Lp
（1-8）
7 l g —气隙长度（mm） ； 0 — 4 10 ； N P —原边匝数； LP —原边电感(mH)；
Ae —磁芯面积（ mm 2 ） 。
代入数据计算得：
lg
2 0 N p Ae
Lp
4 10 7 36 2 109 0.149( mm ) 1.193
基本参数 输入电压： u 220( 1 20%)V 输入电压频率： f in 50 Hz 输出电压： U O 12 V 输出电流： I O 2.5 A 输出功率： PO 30 W 开关频率： f 100 kHz 电源效率： 80% 最大占空比： Dmax 0.4 1、计算一次绕组的电感量 L p 当电网电压在 220V±20%范围内变化时，就对应于 176～264V。经全波整流和滤波后直流输 入电压的最大值、最小值分别为 U Im ax 360V ， U Im in 240V 。 输入电流的平均值： 即 u min =176V， u max =264V
反激式电源变压器设计(DCM断续式)
反激式电源变压器设计峰值电流：IP=2PO/Uin*Dmax*η单位；APO：输出功率。
Uin：最小直流输入电压。
Dmax：最大占空比。
一般为0.45.η：效率。
一次侧电感量：LP= (Vin*Dmax)^2/2*Pin*Fs*Krf 单位；HDcm: Krf=1 CCM: Krf=0.3-0.5一次侧匝数：NP=100*IP*LP/ BM *AEAE：平方厘米BM：高斯LP：UHIP: A二次侧匝数：NS=NP*（UO+UF）/URUR=UIN*DMAX/1-DMAXUO：输出电压。
UF：输出二极管压降。
UR；反射电压。
DMAX：最大占空比。
一般为0.45反馈匝数：NV=NS*（UV+UFV）/（VO+VF）NV：反馈圈数NS：次级圈数UV：反馈电压。
UFV：反馈二极管压降磁芯气隙：LG={（0.4/3.14）*IP*NP}/BMLG：磁路气隙，单位：CM。
BM：最大磁感应强度；单位：MT。
一次侧电流有效值：IPRMS=IP*√DMAX/3二次侧电流有效值：IPRMS=（2*IO/1-DMAX）*√DMA X/3最大磁通密度：BM=100*IP*LP/NP*AEAE：平方厘米BM：高斯LP：UHIP；安倍1特期拉=1000 毫特斯拉=10000高斯初级线径：OD=L*（BW-2*M）/NPL：初级层数BW：骨架宽度MMM：安全边距MM有效骨架宽度：BE=D*（B-2M）D=层数B=骨架宽度单位：MM导线外径DPM：DPM=BE/NP 单位；MM导线电流验证：J= 1.28*IRMS/DPM^2IRMS=有效值电流（Ａ）DPM=无绝缘线外径（MM）。
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
1. 确定电源规格..输入电压范围Vin=85—265Vac;.输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;.变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V.+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值. 设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形.令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf(7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.。
反激变压器参数计算
反激变压器参数计算反激变压器是一种高频变压器，通常用于电源电路以提供稳定的直流电压。
其特点是在工作过程中，直流电压和交流电压交替出现，因此在设计反激变压器时需要计算一些关键参数。
一、输入电压与输出电压的计算反激变压器的输入电压和输出电压是设计中最关键的参数之一。
根据电流平衡原理，当输出电流为零时，反激变压器的输入电压等于电源电压。
当输出电流最大时，反激变压器的输入电压等于直流输出电压加上激磁电压。
因此，我们可以用下列公式计算输入电压和输出电压：V<sub>in</sub>=V<sub>dc</sub>+(V<sub>dc</sub>*D)/(1-D)V<sub>out</sub>=V<sub>dc</sub>/(1-D)其中，V<sub>dc</sub>为反激变压器的直流输出电压，D为输出电压占周期的占空比。
二、输入电阻的计算反激变压器的输入电阻通常用来反映电源对负载的影响。
当电源电压出现波动时，它会影响反激变压器的输入电流，从而影响负载的电压稳定性。
因此，设计反激变压器时需要计算输入电阻。
输入电阻是反激变压器输入电压和电流的比值。
通常用下列公式计算：R<sub>in</sub>=V<sub>in</sub>/I<sub>in</sub>其中，I<sub>in</sub>为反激变压器输入电流。
三、输出电流的计算反激变压器的输出电流是设计中最重要的参数之一。
通常用下列公式计算：I<sub>out</sub>=V<sub>out</sub>/L<sub>out</sub>*t<sub>r</s ub>其中，L<sub>out</sub>为反激变压器输出电感的电感值，t<sub>r</sub>为反激变压器正、负半个周期的时间。
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开关电源学习漏感：变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通！变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈,因此产生漏磁的电感称为漏感。
RCD钳位电路的作用：反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组，导致漏感的反激电动势很大，高压很容易导致开关管的损坏，所以用RCD钳位电压到安全的范围，将漏感的能量存储在电容C中，再由电阻R消耗掉。
反激式开关电源：反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。
演变的过程把MOS和二极管D1放到下面，与上图等效。
在A B之间增加一个变压器，由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的，所以用这个变压器来等效。
由于电感和变压器的初级电感并联，为了直观把电感合二为一，并且调整变压器的同名端得到下图；上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了，由于变压器在开关管导通时储存能量，断开时通过次级绕组释放能量，变压器的实质是耦合电感，耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离，而且实现了电压的变换，而不仅仅是通过改变占空比来实现。
由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。
当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。
故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。
用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。
二极管的反向恢复电流理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。
而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。
反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。
因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。
可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声.。
碳化硅材料的肖特基二极管，恢复电流极小。
形成原因二极管在接反向电压的时候，在两边的空穴和电子是不接触的，没有电流流过，但是同时形成了一个等效电容（因为两边带电么，而且这个值又不为零），如果这个时候改变两边的电压方向，自然有一个充电的过程，这个时间就是了。
由输出整流二极管产生的干扰在输出整流二极管截止时，有一个反向电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。
其中能将反向电流迅速恢复到零点的二级管称为硬恢复特性二极管，这种二极管在变压器漏感和其它分布参数的影响下，将产生较强的高频干扰，其频率可达几十MHz。
反向恢复过程短的二极管称为快恢复二极管（Fast Recovery Diode）。
高频化的电力电子电路要求快恢复二极管的反向恢复时间短，反向恢复电荷少，并具有软恢复特性。
所有的PN结二极管，在传导正向电流时，都将以少子的形式储存电荷。
少子注入是电导调制的机理，它导致正向压降（VF）的降低，从这个意义上讲，它是有利的。
但是当在导通的二极管上加反向电压后，由于导通时在基区存贮有大量少数载流子，故到截止时要把这些少数载流子完全抽出或是中和掉是需要一定时间的，即反向阻断能力的恢复需要经过一段时间，这个过程就是反向恢复过程，发生这一过程所用的时间定义为反向恢复时间trr反激电源变压器的参数设计对于反激电源而言，需要输入指标，输出指标，有些是客户直接给的，有的则要我们认为的选择。
参数主要包括：输入交流电压范围，输出电压，输出电流，效率，开关频率等；RMS:含义是均方根？待验证！工作模式：CCM:电流连续模式DCM:电流断续模式CRM:DCM和CCM中间的过度过程，即电感的电流刚刚降到0时，MOS管开通，即DCM到CCM的过渡的临界模式，CCM 在轻载时会进入DCM；CRM优点：可以避免二极管进入反向恢复问题，同时也能避免深度DCM，防止峰流过大的缺点。
在DCM模式，电感电流降到零以后，电感会和MOS的结电容谐振，给MOS结电容放电。
QR:那么，是不是可以有种工作方式是当MOS结电容放电到最低点的时候，MOS开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS 开通的损耗了。
答案是肯定的。
这种方式就叫做准谐振，QR方式。
也是需要变频控制的。
不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。
一。
确定反馈电源Vf:根据磁通伏秒积的平衡，有V in×D max=V f×(1-D max)，那么：D max=V f/(V in+V f)这就是说V f越大，D max也就越大。
那为了得到较大的工作占空比，V f能不能取的很大呢？事实上是不行的，我们从前面的分析中知道，MOS管的承受的电压应力，在理想情况下是V in+V f，当输出一定时V f也是一定的，而V in是随着输入电压的变化而变化的。
另外，MOS管的耐压是有限制的。
而且，在实际使用中，还必须预留电压裕量。
MOS的电压必须保证10%～20%的电压裕量。
常用的MOS管耐压有600V，800V的。
而对于全电压输入的85V~265V AC输入电源，整流后的直流电压约为100VDC～370VDC。
那么对于600V的MOS而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480V。
最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为370V时，V f取值为480-370=110V。
最大工作占空比出现在最低输入电压处为：D max=V f/(V inmin+V f)=110/(100+110)=0.52以此类推650V的MOS，耐压用到520V，V f取520-370=150V，D max=V f/(V inmin+V f)=150/(100+150)=0.6700V的MOS，耐压用到560V，V f取560-370=190V，D max=V f/(V inmin+V f)=190/(100+190)=0.66800V的MOS，耐压用到640V，V f取640-370=270V，D max=V f/(V inmin+V f)=270/(100+270)=0.73大的占空比，可以有效降低初级侧的电流有效值，降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗。
但是初级侧的占空比过大，必然导致次级的占空比偏小，那么次级的峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加。
另外，次级峰值电流大，也会导致输出纹波大。
所以，通常建议，最大占空比取在0.5左右。
我个人的观点呢，对于DCM的机器，在最低输入85VAC电压下，可以考虑取占空比到0.6，那么在110VAC下，占空比约在0.46左右。
而对于CCM的模式，建议全范围内占空比不要超过50%，否则容易出现次谐波振荡。
即便如此，在占空比不超过50%的情况下，也建议增加斜坡补偿，以增加稳定性。
所以，综上所述，占空比的选择，一方面要考虑MOS的耐压，另一方面还要考虑次级的电流有效值等因素。
同时，对于MOS 耐压比较低的情况，比如用600V的MOS的时候，占空比适当再取小一点，可以减轻MOS的耐压的压力。
因为变压器总是有漏感的，漏感会形成一个尖峰。
这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。
当我们按照百分比来留电压裕量的时候，可能不够。
二。
电感Lp当占空比和反射电压V f确定后，我们就可以开始着手设计变压器的初级电流波形，进而求出初级的电感量。
对于如图所示的两种工作模式，图中所示，是最低输入电压V inmin时变压器初级电流波形。
那么可以知道平均电流为：I avg=(I p1+I p2)×T onmax/(2×T)=(I p1+I p2)×D max/2假如输出功率是P out，效率为η，那么P out/η=V inmin×I avg=V inmin×(I p1+I p2)×D max/2I p1+I p2=2×P out/(V inmin×η×D max)对于DCM模式而言，I p1=0，对于CCM模式而言，有两个未知数，I p1、I p2。
那么该怎么办呢？这里有个经验性的选择了。
一般选择I p2=2～3×I p1，不要让I p2与I p1过于接近。
那样电流的斜率不够，容易产生振荡。
计算出I p2与I p1后，我们就可以算出变压器初级电感量的值了。
根据：(V inmin/L p)T onmax=I p2-I p1，可以得到：L p=(V inmin×D max)/(f s×(I p2-I p1))，其中，f s是开关频率。
三。
选择磁芯磁芯的选择方式有很多种，有些公司会给出一些图表用于选择合适的磁芯。
但大多数公司的数据和图表并不完整。
所以，很多时候，我们需要先选择一个合适的磁芯，然后在这个基础上进行优化。
AP法是最常用的用来选择磁芯的一个公式，其中，L单位为H，I p为峰值电流，单位为A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，K0是窗口利用率，取0.2～0.4，具体要看绕组结构等。
比如挡墙胶带会占去一部分空间，而如果磁芯是矮型的，那么挡墙所占部分肯可能就占很大比例了，这时候，磁芯的窗口利用率就要取的低。
而如果，采用了三重绝缘线，那么窗口利用率高，K0就可以取的大一点。
对于铁氧体磁芯来说，考虑到温度升高后，饱和点下移，一般ΔB应该取值小于0.3。
ΔB过大，磁芯损耗大，也容易饱和。
ΔB过小，磁芯体积会很大。
功率小的电源，ΔB可以大一点，因为变压器表面积与体积之比大，散热条件好。
而功率大的电源，ΔB则应该小一些，因为变压器的表面积与体积之比小，散热条件变差了。
开关频率高的，ΔB也要小一点，因为频率高了，磁芯损耗也会变大。
根据计算出来的AP值，我们可以选择到合适的磁芯。
四。
初级侧绕组匝数其中，L是初级电感量，单位H，I p是初级峰值电流，单位A，ΔB是磁感应强度变化量，单位为T，Ae是磁芯截面积，单位cm2。
因为我们已经确定了反射电压，V f，已经有了初级匝数，那么次级的匝数就可以计算出来了。
不过，计算次级匝数的时候，要考虑到次级输出整流二极管的压降，特别是输出电压很低的时候，二极管的压降要占很大的比例。
对于肖特基整流管，我们可以考虑取正向压降为0.8V左右，对于快恢复整流管，可以考虑取正向压降为1.0V。
五。
次级绕组的匝数那么，对于常用的次级输出绕组匝数可以按下面的公式计算：N s=(V out+V D)×N p/V fV out是次级某绕组输出电压。
V D是输出整流二极管压降。
肖特基管取0.8V，快恢复管取1.0V。
六。
次级整流二极管的电压应力V DR=V inmax×N s/N p+V out实际上的二极管耐压要高于这个数值。
具体见元件降额使用的那个帖子里的阐述。