反激式变换器环路分析与建模
反激开关电源环路设计实例
反激开关电源环路设计实例
反激开关电源环路设计实例指的是在实际的电路设计过程中，使用反激开关电源技术的具体设计和实现过程。
具体来说，反激开关电源环路设计实例包括以下几个方面：
1.反激变压器设计：例如，需要考虑输入输出电压、功率容量、磁芯材料和
尺寸等因素，以及变压器的匝数比、绕组结构、漏感和分布电容等参数。
2.开关管和整流管的选择：需要根据电路的功率容量和电压等级，选择合适
的开关管和整流管，考虑其耐压、电流容量、开关速度等参数。
3.控制环路设计：例如，可以选择合适的控制芯片和控制算法，同时考虑控
制环路的稳定性、抗干扰能力和动态响应速度等。
4.滤波电路设计：根据实际情况选择合适的滤波元件和滤波电路结构，以满
足电源性能要求。
5.保护电路设计：例如，可以选择合适的保护元件和保护电路结构，以实现
过流、过压、欠压等保护功能。
在实际应用中，需要根据实际情况选择合适的电路结构和参数，以满足电源的性能和可靠性要求。
总结：反激开关电源环路设计实例指的是在实际的电路设计过程中，使用反激开关电源技术的具体设计和实现过程。
这包括反激变压器设计、开关管和整流管的选择、控制环路设计、滤波电路设计和保护电路设计等方面。
这些实例可以帮助工程师更好地理解和应用反激开关电源技术，提高电源的性能和可靠性。
开关环路设计与计算
开关电源系统基本组成部分(Voltage Mode PWM System)开关电源环路分析和设计流程开关电源环路的小信号传函FlybackTL431Power StageFlyback PWM Stage右半平面零点PWM Stage()t d)+考虑斜率补偿后的考虑斜率补偿后的考虑斜率补偿后的考虑斜率补偿后的考虑斜率补偿后的DCM模式下电流模式与电压模式的直观理解()(O V D V D =−−1()(v d V V vI L 1ˆˆˆ−−+=()D I I L O −=1dI i L O ˆˆ−=电压模式的信号流程图(siˆ电流模式的信号流程图零极点对环路稳定性的影响及环路带宽选择标准环路的补偿方法把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿的部分相位达环路的补偿方法常用的补偿方式.补偿网络产生一个s=0(DC)极点，而且通常所以补偿网络需补偿网络的高频极点抵消输出滤波电容的ESR零点。
环路的补偿方法复杂，适用于输出带LC滤波的拓扑结构中.补偿网络产生一个s=0(DC)极点，以及两个零点和两个极点，反激变换器反馈回路的设计采用补偿方法Power Stage GainOB2263 控制芯片内部模块图OB2263OB2263基于OB2263的基于OB2263的基于OB2263的基于OB2263的5) 确定EA补偿网络的零点和极点的位置基于OB2263的基于OB2263的附录: 431及其补偿网络传函的推导6KR I v ⋅−=Thank you Any Questions？。
反激开关电源设计之环路分析
反激开关电源设计之环路分析频域分析是开关变换器的设计难点，困扰着不少电源工程师，芯朋微技术团队从工程应用、理论建模和软件仿真三方面入手，结合最新的反馈控制技术，为大家揭开反激开关电源频域分析设计的神秘面纱！1SSR与PSR架构对比SSR直接采样输出电压，无静差控制；PSR采样供电绕组，估算输出电压，有静差控制。
SSR对变压器工艺要求不高；PSR对变压器工艺要求高，通常需要R3减小漏感振荡和R2加速断开VDD回路。
SSR环路补偿器外置；PSR环路补偿器集成于芯片。
SSR环路不稳通常由环路补偿器设置不当引起；PSR环路不稳通常由采样引起。
2闭环系统稳定条件闭环系统稳定的条件是开环传递函数T cPvK不为-1，在伯德图上定义了相位裕量和增益裕量来判断稳定性。
3稳定性判断方法建模法利用状态空间平均法或电路平均法推导出系统各个环节的传递函数，用相关软件绘出开环传递函数的Bode图。
仿真法利用仿真软件的AC Sweep功能，扫描出开环传递函数的Bode图。
测量法利用频率响应分析仪在电源反馈回路注入不同频率信号调制变换器，并获取电源输出端的响应信号，从而测量出开环传递函数的Bode图。
4控制对象建模 PWM调制PWM控制：固定开关频率，调整导通占空比控制输出电压。
功率管的开通时刻由内部时钟决定，当Ip电流等于参考电流Ipref(电压环产生)时关断功率管。
利用平均法可推导出控制对象传递函数：CCM控制对象PvDCM控制对象PvPFM调制PFM控制：固定Ipref，调整开关频率控制输出电压。
利用电路平均法可推导出控制对象传递函数：DCM控制对象5环路补偿器6SSR与PSR稳定性对比SSR由于环路补偿器外置，且采样环节工作在线性区，可通过FRA法，准确得到开环传递函数Bode图；PSR由于环路控制器集成，且反馈回路工作在强非线性区(脉冲采样变压器辅助绕组，估算输出电压)，FRA法不再适用。
SSR控制对象只有90度相移(忽略高频右半平面零点)，但叠加环路补偿器的纯积分的90度相移，存在不稳定可能(-180度)，需靠合理设计零点来提升相位裕量和增益裕量；PSR环路补偿器由于没有纯积分，开环传递函数达不到180度相移，不存在环路上的不稳定情况(假定芯片内置极点合理)。
单端反激变换器的建模及应用仿真
单端反激变换器的建模及应用仿真摘要：本课程设计的目的是对直—直变换电路中常用的带隔离的Flyback电路（反激电路）进行电路分析、建模并利用Matlab/Simulink软件进行仿真。
首先是理解分析电路原理，以元件初值为起点，用simulink软件画出电路的模型、并且对电路进行仿真，得出仿真波形。
在仿真过程中逐步修正参数值，使得仿真波形合乎要求，并进行电流连续、断续模式与电路带载特性的分析。
关键词：单端反激变换器Matlab/Simulink建模与仿真二、反激变换器的基本工作原理1.基本工作原理（1）当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管VD截止，变压器储存能量，负载由输出电容C提供能量，拓扑电路如下图。
图2-1开关管导通时原理图为防止负载电流较大时磁心饱和，反激变换器的变压器磁心要加气隙，降低了磁心的导磁率，这种变压器的设计是比较复杂的。
（2）当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量，原理图如下图。
图2-2开关管截止时原理图在开关管关断时，反激变换器的变压器储能向负载释放，磁心自然复位，因此反激变换器无需另加磁复位措施。
磁心自然复位的条件是：开关导通和关断时间期间，变压器一次绕组所承受电压的伏秒乘积相等。
2、DCM(discontinuouscurrentmode)&CCM(continuouscurrentmode)根据次级电流是否有降到零，反激可以分为DCM(副边电流断续模式）和CCM（副边电力连续模式）两种工作模式。
两种模式有其各自的特点。
下面两种工作模式时的波形。
图2-3反激变换器工作在CCM下的各个波形图2-4反激变换器工作在DCM下的各个波形两种工作模式有完全不同的工作特性和应用场合。
以下是这两种工作模式的优缺点比较。
Ug 为PWM脉冲信号、U T为开关管承受电压、I L1与I L2原副边电流、U L2副边电压。
反激变换器建模Matlab仿真
前言本文主要论述的是如何对理想的CCM模式下的反激式变换器进行闭环补偿设计，并观察验证补偿结果。
主要分两部分进行论述，一部分是利用小信号建模法建模并计算出相应的传递函数，并由反激变换器的CCM的工作条件算出一组参数。
第二部分是通过matlab对其开环特性的分析，选择合适的补偿方法，并通过simulink进行仿真观察验证。
1 反击变换器的现状反激式(Flyback)变压器，或称转换器、变换器。
因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。
反激式变压器的优点有:1.电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2.转换效率高,损失小.3.变压器匝数比值较小.4.输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.反激式变压器的缺点有:1.输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2.转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3.变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.由于两种模式的仿真较复杂，本文只对CCM模式下的反激变换器进行仿真和讨论。
2 CCM 模式下反激式变换器的工作原理和传递函数的计算CCM 模式是指，反激式变换器中的变压器在一个周期结束时仍有部分的存储能量。
而这也是CCM 模式下讨论其工作原理和计算传递函数的基础。
CCM 模式下，反激式变换器有两个工作状态，一个是开关Q 导通，另一个是开关Q 断开，如图2.1所示。
V(t)V gD 开关Q断开V g D 开关Q 导通图2.1 CCM 模式下反击变换器的两个工作状态当开关Q 断开时有方程组：⎪⎪⎩⎪⎪⎨⎧+=+-=+=])(,[),()(])(,[,)()(])(,[),()(s s s T L g T c T g L t d t t t i t i t d t t R t v t i t d t t t v t v当开关Q 导通时有方程组：⎪⎪⎪⎩⎪⎪⎪⎨⎧++=++-=++-=],)([,0)(],)([,)()()(],)([,)()(s s g s s L c s s L T t T t d t t i T t T t d t R t v n t i t i T t T t d t n t v t v在周期平均法的基础上，通过在变换器静态工作点附近引入低频小信号扰动，从而对变换器进行线性化处理。
反激电源的控制环路设计
反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。
电源中遇到の零极点。
注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。
二电源控制环路常用の3种补偿方式。
（1）单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。
其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。
（2）双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。
如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。
（3）三极点，双零点补偿。
适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。
三，环路稳定の标准。
只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。
但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。
如下图所示具体关系。
所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。
如下图所示：这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。
幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。
由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。
四，如何设计控制环路？经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。
OB教程_反激环路设计
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Flyback PWM SCtoangfied小ent信ial号to 模Ten型pa(oCCM) Power Stage传函:
Λ
v(s)
Λ
d (s)
≈
Vg nD'2
(1 +
Ro1Cs)(1
−
n2
sLm D Ro (1 − D)2
1
+
s
n
2
L D '2
fiden VL = VI D −VO (1− D) = (VI +VO )D −VO Con vˆL = (VI +VO )dˆ − vˆO (1− D) ≅ (VI +VO )dˆ right iˆL = vˆL / sL On-B IO = IL (1− D)
iˆO = iˆL (1− D) − I Ldˆ
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电流模式与电压模式的直观a理o 解 电压模式是占空比直接调制，变压器电感是开环状态，在外围电压回路 np 中引入一个DC极点(s=0) Te 电流模式是占空比间接调制，变压器电感是闭环状态。 l to 反激变换器类似于buck-boost架构，以buck-boost为例分析。 tia 无论是电压还是电流模式，CCM中RHZ始终存在，且频率相同。
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DCvMvFB(ΛΛs(模s)O) ≈n式V-VBF0Br下ig⋅ 11h++PtRRoCoo12wCCooon11eSsfridSetnat由平对Figalye于面于lbtaoP零Cc小owwCkTw点zp系eM==e信(n1r统而RR/pSoHR2C更言t号aoao1PC1go容，Zoe1传)易D，无C补所函右M偿以半！相
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
一、引言
电流模式控制（CMC）是一种新型的控制技术，越来越多地应用于调节系统。
它一般用于控制半导体变换器，例如反激变换器，称为电流模式控制反激变换器（CMC-M）。
CMC-M具有一定的优势，如精确控制、稳定性好、宽调节范围和低纹波等。
但是，由于反激变换器的结构，CMC-M的反馈环路设计非常重要，而且很多因素需要考虑，如反馈环路延迟、负载变化、快速反应和频率响应等。
因此，在CMC-M中，反馈环路的设计工作是重中之重。
本文旨在探讨电流模式控制反激变换器反馈环路的设计。
二、反馈环路延迟
由于CMC-M的控制结构，反馈环路延迟是一个重要问题，影响变换器的稳定性以及调节器的性能。
一般来说，存在反馈延迟会导致控制系统失去稳定。
因此，在实际的应用中，需要减小反馈延迟，以保证CMC-M系统的稳定。
反馈延迟主要取决于反馈环路器件的选择，一般来说，使用低延迟的放大器能够减小反馈延迟，从而提高系统的稳定性。
另外，还可以使用回路增益降低反馈环路延迟，确保系统的稳定性。
三、负载变化
在CMC-M系统中，负载变化也是一个重要因素，它会影响变换器的性能。
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反激式变换器环路分析与建模Technical Note 安森美半导体应用系列技术笔记AN01010101 V1.00 Date: 2012/09/18类别内容关键词反激，环路建模摘要本文采用基于传递函数的经典控制理论，介绍了反激式变换器的功率级和补偿网络分别在CCM模式和DCM模式下的小信号模型，并基于NCP1200及NCP1015构建反激式变换器，在Matlab环境下验证所建数学模型的合理性。
广州周立功单片机发展有限公司修订历史目录第1章反激式变换器环路分析与建模 (1)1.1 概述 (1)1.2 基础概念 (1)1.2.1 与环路分析相关的几个概念 (1)1.2.2 性能优良的开关电源的设计目标 (3)1.3 传递函数的建立 (4)1.3.1 补偿网络传函（Hs） (4)1.3.2 功率级传函（Gs） (6)1.4 Matlab分析 (7)1.5 总结 (9)第1章反激式变换器环路分析与建模1.1 概述在反激式开关电源的设计中，对于缺乏设计经验的工程人员，闭环回路相关参数的调试将会耗去大量的时间和精力。
最让开发人员困惑的是，当自己设计的开关电源表现不佳（比如噪声过大、空载震荡、开机过冲太大等）时，不知道该调整电路中的哪些参数来得到想要的性能。
众所周知，开关电源是一个典型的闭环控制系统，而且是一个高度非线性时变系统。
一般而言，涉及到非线性的系统需要通过现代控制理论的方法去研究，不过，基于矩阵变换的现代控制理论虽然模型精确但建模极为复杂，这一点令开关电源的开发人员望而却步。
在实际工程应用中，非线性系统可以近似线性化处理（相关理论可参考胡寿松版《自动控制原理》第二章内容），从而在保证合理性的情况下，降低研究问题的难度。
因此，采用基于传递函数经典控制理论被广泛应用于实际工程分析中，当然，本文讨论的反激式变换器的建模问题，果断地采用了这种方法。
本文尝试对应用比较广泛的反激式变换器进行建模分析，包括功率级和补偿网络两部分，并在Matlab环境下编写m文件，利用Bode图分析其开环传递函数的幅频特性曲线和相频特性曲线，以及动态响应特性。
在此基础上，采用了许庆柱工程师设计的NCP1200反激式模块（工作在CCM模式）和我本人调试的NCP1015电源模块（工作在DCM模式）对建立的模型的合理性进行了验证，证明可行。
值得一提的是，利用经典控制理论建立的模型是一个理想的线性模型，不可能精确的描述开关电源系统的精确模型。
然而，对开关电源的环路进行分析的目的，不是为了获得其在数学上的精准描述，而是为了研究影响环路特性的关键参数改变时，会对系统造成什么样的影响，如本文开头描述的那样，从而可以知道调整哪些参数可以得到想要的性能。
调电路固然重要，但调电路的方向更重要。
1.2 基础概念1.2.1 与环路分析相关的几个概念在开始本文的介绍之前，有几个概念性的东西需要理解。
1. 反激式开关电源的系统框图：在这里，以峰值电流模式电源管理芯片NCP1015应用为例（其它大同小异），将反激式变换器的功能模块进行一个划分，以方便下文的数学建模。
我们将峰值电流模式控制的反激式变换器系统分为两大块，如图1.1所示，蓝色线框部分从芯片的FB脚到变换器的输出，其中内部包含有一个电流环，这一部分称为功率级；红色线框部分从输出经TL431到光耦输出，这部分称为反馈补偿网络。
抽象出来它的数学模型，我们可以将反激式变换器的框图绘制出来，如图 1.2所示。
D3C4C8D1VCC1FB2DRAIN3GND 4U1NCP1015T1R1C1C10R3U3PC817R6R2VoC2C6R5U2TL431R7Vin图 1.1 基于NCP1015的反激式变换器功率级（Gs ）反馈补偿网络（Hs ）给定Vin图 1.2 反激式开关电源的系统框图2. 闭环传递函数闭环传递函数定义为，从给定（参考输入）到输出的传递函数，表达式如下：Hs*Gs 1Gs s +=Φ）（ 方程1 令T=Gs*Hs ，方程1可转化为：T1T *Hs 1)s +=Φ（ 方程2 3. 开环传递函数看方程1的分母项，将Gs*Hs 定义为系统的开环传递函数，开环传递函数决定了闭环系统的稳定性（试想一下，让方程1中的分母项Gs*Hs+1=0会发生什么后果？），开关电源设计中出现系统震荡与这一项有关系。
那满足什么样的条件才能使系统稳定呢？根据奈奎斯特稳定性判据（参考胡寿松版《自动控制原理》210页），系统稳定的充分必要条件是：当|Gs*Hs|=1时，开环传递函数的相移小于180度。
4. Bode图反激式开关电源的设计，很大一部分工作是反馈补偿网络的设计。
在工程应用中，补偿设计的工具是Bode图，即开环对数频率特性的渐近线。
它的绘制方法很简单，可以确切的提供稳定性和稳定裕度的信息，而且还能够大致衡量闭环稳态和动态性能。
正因为如此，Bode图是开关电源设计中的一个重要工具。
1.2.2 性能优良的开关电源的设计目标在定性地分析开关电源系统的性能时，通常将系统开环传递函数的Bode图分成高、中、低三个频段。
需要说明的是，三个频段之间的界限只是一个大致范围，不同参考资料划定界限的方法不尽相同，当这并不影响对开关电源性能的定性分析。
一个性能良好的开关电源Bode图如图 1.3所示，从它的三个频段可以判断系统的性能，这些特征包含以下几个方面：图 1.3 开关电源系统的典型Bode图截止频率：截止频率定义为系统开环增益为零时对应的频率，对于截止频率，需要考虑以下三点问题。
第一点：根据香农采样定理，对于特定开关频率的开关电源，其开环传递函数的截止频率必须小于开关频率的二分之一（工程上一般取四分之一到十分之一）；第二点：在第一点的基础上，截止频率应尽量选大一点，这样可以保证系统能够快速响应。
第三点：在截止频率处，要留有足够的相位裕量，一般取γ≥45°。
穿越频率：穿越频率定义为系统的开环传递函数产生-180°的相移时对应的频率。
在穿越频率处，为了得到系统对扰动更好的抑制能力，一般要求幅值裕量x≤-10dB。
低频阶段：在Bode 图中，低频段表征系统的稳态性能，低频增益越大，则系统的稳态精度越高。
值得一提的是，在AC-DC 开关电源设计中，在有些条件下，工程师可能会通过示波器观察到输出有100Hz 的噪声，这是因为系统的开环增益过小，对来自电网的交流纹波抑制能力不足。
中频阶段：中频段表征系统的动态性能，为了获得比较好的动态性能，一般要求开关电源在中频段以-20dB/dec 斜率下降。
高频阶段高频段表征开关电源系统抑制高频噪声的能力，高频段衰减越快越好，一般要求以-40dB/dec 下降为佳。
开关电源的设计目标，就是为了让系统通过补偿校正之后，其开环传递函数的幅频特性和相频特性向上述指标靠拢。
而想要得到理想的性能，我们要做的第一件事就是对开关电源的功率级和补偿网络进行数学建模，进而分析哪些关键参数会对开关电源的性能造成影响，这样一来，我们改善开关电源的性能就有了一个合理的方向。
1.3 传递函数的建立前面已经说明，我们将开关电源的架构分为两个部分，功率级和补偿网络，下面分别建模。
1.3.1 补偿网络传函（Hs ）Venable 提出了开关电源中的三种补偿网络（可参考马克纳塔拉名著《精通开关电源》第七章），I 、II 、III 型，其中I 型和II 型可以看成III 型补偿网络的简化版本。
在基于电流模式控制的反激式变换器的设计中，II 型补偿网络就足够使用了。
因此本文讨论基于II 型补偿网络传递函数，II 型补偿网络的基本形式如图 1.4所示。
V ref V in V EAR1C1R2图 1.4 II 型补偿网络基本结构形式在反激式变换器中，II 型补偿网络是通过TL431和光耦组合使用实现的，基本接线方法有两种，如图 1.5所示，在小信号分析中，只有红色线部分参与运算，1K 电阻的作用是为TL431提供最小1mA 的工作电流，R1的作用是设置静态工作点。
R1C2RledPC8171K C1TL431R3R2RpllFB R1Rled PC8171K C1TL431R3R2Rpll FB C2II 型补偿网络接线方式1II 型补偿网络接线方式2图 1.5 II 型补偿网络的两种接线方式下面给出接线方式1的建模分析过程，感兴趣的读者可以自己分析接线方式2，分析方法类似。
首先，建立补偿网络的交流小信号电路模型，如图 1.6所示。
R1Vref R31/C1sVo （s ）RledVo （s ）CTR Rpll1/C2s V EA (s)图 1.6 接线方式1的交流小信号等效电路Ok ，然后，利用模电知识，我们可以推导出从Vo 到V FB 的传递函数。
推导过程如下:)S 2C /1//Rpll (*s I *CT R s V led FB ）（）（-=led EA led R )s (V )s Vo s I -=（）（ )s 1C /1//3R (*2R )s (Vo )s (V EA -= 所以反馈网络的传递函数为:)s *2C *R 1(s *1C *2R s *1C *3R 1*CT R *R R )s (Vo )s V Hs pll led pll FB ++==（ 方程3 有方程3可知，在II 型补偿网络中，包含一个零极点、一个零点和一个极点。
零极点直接决定系统的低频开环增益，即方程1中的T ；零点和极点共同调节系统的带宽和进行相位补偿，其中高频极点还用来补偿功率级输出电容造成的Esr 零点，从而获得更好的高频噪声抑制能力。
1.3.2 功率级传函（Gs ）功率级表现出来的高度非线性，对建模造成了相当大的麻烦，在这里，我们假设变换器工作在满载、并且输入电压最低情况下（最恶劣条件），将功率级近似线性化分析，即便是如此，其模型的数学推导依然地艰深晦涩（推导过程可参考《开关变换器的建模与控制》一书）。
所以，我们避开推导这一步，直接采用几本书以及参考资料通用的功率级参考数学模型。
我们知道，在电压模式控制的变换器中，开关电源的三种基本拓扑Buck 、Boost 、Buck-Boost 中都存在一个输出LC 滤波器，于是，电压控制模式的功率级传递函数中，都存在一个LC 滤波器造成的双极点，关于这一点，目前在工程界和学术界的建模方法还是比较统一的（数学模型在《精通开关电源》197页），所以，电压模式控制的开关变换器，大多需要使用III 型补偿网络，比如SP7656.而在电流模式控制下，功率级的数学模型很难得到，目前在工程界和学术界，不同的研究人员提出了不同的建模方法，但至今没有公认的统一方法（参考《精通开关电源》217页），但大家都认同的是：那就是电流模式改变了功率级的极点，即由双极点变为单极点，但没有改变零点，这也为什么在电流模式下，II 型补偿网络就足够用的原因。