反激式变换器原理设计
反激式变换器原理设计与实用1、引言 (1)2、反激变换器工作原理 (1)3、工作模式简述 (2)3.1工作模式介绍 (2)3.2两种工作模式的区别 (2)4、反激变压器设计模板 (3)4.1、确定设计条件 (3)4.2磁芯的选择 (3)4.3变压器原这匝数计算 (3)4.4变压器副边匝数计算 (4)4.5计算原边电感量 (4)4.6核算磁感应强度 (4)4.7选取导线 (4)4.8核算核算窗口占空系数 (4)5、反激变换器设计时注意事项 (4)6 结论 (5)1、引言反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。
在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。
其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。
2、反激变换器工作原理以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip²/2）。
由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。
当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。
由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。
（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。
由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。
开关管VT导通时的漏极工作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。
因Il=Io，故当Io一定时，匝比N的大小即决定了Id的大小。
原边峰值电流Ip也可用下面公式表示：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。
推导过程如下：∵一个工作周期内T输出功率可表示为：Po=Lp* Ip²*n/2T。
又∵输入直流电压：Vin=Lp*di/dt,设di=Ip,且1/dt=f/Dmax,∵Vin=Lp*Ip*f/Dmax或Lp=Vin*Dmax/(Ipxf)代入Po等式中可得：Po=nVinf Dmax Ip²/2f Ip=1/2nVinDmaxIp∵Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)（说明：Vin:最小值流输入电压（V）；Dmax:最大占空比；Lp：变压器初级电感（mH）；Ip：变压器原边峰值电流（A）；F：转换频率（KHZ）由上述理论可知，转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关管耐压值与最大漏极电流，而此两项是导致天半管成本上升的关键因素，因此设计时需综合考量做取舍。
3、工作模式简述3.1工作模式介绍反激变换器分两种工作模式：DCM和CCM，实际工作时一般都跨越这两种工作模式。
（1）、电感电流不连续模式DCM（Discontinuous Inductor Current Mode）或称“完全能量转换”：Ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期（Ton）中都转移到输出端。
（2）、电感电流连续模式CCM（Continuous Inductor Current Mode）或称“不完全能量转换”：储存在变压器中的一部分能量在Toff末保留到下一个TOn周期的开始。
当变换器输入电压Vin在一个较大范围内发生变化，或是负载电流Il在较大范围内变化时，必然跨越这两种工作方式，因此反激式转换器要求在DCM/CCM 都能稳定工作。
但在设计上是比交困难的，通常采用DCM/CCM临界状态作设计基准，并配以电流模式控制PWM的方法来设计的。
在稳定状态下，反激变压器磁通增量Δ∮在Ton时的变化必须等于在toff 时的变化，否则会造成磁芯饱和。
故Δ∮=Vin*Ton/Np=Vs*Toff/Ns,即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝的伏特/秒值。
故根据变压器伏秒平衡原则，可推导出DCM/CCM工作模式下的输出电压计算公式：Vin*DT=nVo*(1-D)T3.2两种工作模式的区别由DCM与CCM的电流波形可以看出：DCM状态下在开关管导通期间，能量完全转移中波形具有较高的原边峰值电流，这是因主初级电感值Lp相对较低之故，使Lp急剧升高，其负面影响是增加了绕组损耗和输入滤波电容器的纹波电流，从而要求开关管必须具有高电流承载能力，方能安全工作。
在CCM工作状态中，原边峰值电流较低，但开关管在导通时有较高有漏极电流值，因此导致开关管高功率的消耗，同时为达到CCM，就需要有较高的变压器原边电感值Lp,由于要在变压器磁芯中储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大，而其它系数是相等的。
综上所述，DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的，只是在原边峰值电流的定义有些区别（CCM时Ip=Imax-/Imin）。
4、反激变压器设计模板4.1、确定设计条件首先需要确定：输入电压范围，直流输出电压Vo，输出功率Po，效率n,开关频率fs，控制芯片和最大占空比Dmax；根据设计条件，估算最低直流输入电压Vin（min）和最高直流输入电压Vin （max），对于有PFC的电路，只需考虑PFC后BUS电压即可。
计算变换功率为：Pin=Port/n初级最大输入电流为：Ip=Pin/(Vin(min)*Dmax)4.2磁芯的选择选取材质：一般选取TDK的PC40、TOKIN的2500B2、SIEMENS的N67，或等同材质。
查磁芯资料表可得到BSAT和BR值，工作磁密可取ΔB=2Bsat/3。
选取磁芯大小：磁芯大小的选取跟很多因素有关，例如磁芯材料特性、变压器开状、温升、工作环境、传输功率、开关频率等等。
在选取了磁芯大小之后，可以根据该磁芯的资料查到磁芯有效面积Ae和窗口面积Aww。
下面给出一个可供参考的表格：（如下表所示）计算最大导通时间ton（max）=Dmax/fs假设作用电压是一人方波，输出电压最低时假设导通时间为最大导通时间，因此一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系为Np=Vin(min)*Ton(max)/ ΔB*Ae 或Np=Vin(max)*Ton(max)/ ΔB*Ae保守或Np= Vin(rating) *Ton(max)/ ΔB*Ae 【设计说明】：若在开机瞬间或者瞬加负载的条件下，当输入电压较高时，电路会以宽脉冲以提供功率。
这样，输入电压和脉宽都同时为最大情况下，即使只是短暂的时间，但会使变压器出理饱和而引起失控。
变压器若按高输入电压、宽脉冲设计，增加原边线圈匝数可解决变压器饱和现象，但这种设计虽然可告靠，但是降低了变压器效率，而且在输入电流大的情况下，因为要求导线比较粗，很可能导致出现无法绕下的情况。
一般来说，我们设计时总是偏向保守一点的，因此建议可以考虑使用额定输入电压来计算原这匝数。
4.4变压器副边匝数计算由于变压器输出后由整流二极管，为方便计算，二极管等压降按1V计。
副边匝数为N2=NP*(Vout+1/Vin(min)*(1-Dmax/Dmax)计算副边绕组反激电压为（Vout+1）/N2 V/匝其他绕组匝数为Nn=(Voutn+1)/(Vout+1)/N2 (Vout为第n个绕组的输出电压)【绕制说明】：若原边匝数较多，应采取夹绕以增加耦合，减小漏感。
4.5计算原边电感量由于反激电路变压器磁芯中柱需要加入气隙，防止磁芯饱和。
加入气隙后，有效磁感应强度变化范围可以增加，但是电感量却下降，为防止由于电感量下降导致输出电流不连续，需要求出原边最小电感量Lmin值。
设定电感量电流波形如图2所示：取谷值电流Ip1为峰值电流Ip2的三分之一，则Im=Ip2-Ip1=2Ip1最大平均直流输入电流Is=Pin/Uin(min)导通期间最大平均输入电流Im*Ton=Is*Tim=Is*T/Ton=Is/Dmax导通时间Δt内变化电流Δi=Im=Ip2-Ip1=2Ip1∵原边最小电感量计算公式：Lp=(U(in min). Δt/Δi【取值说明】：考虑到冗余，一般来说Lp实际用时取计算值的1.5倍。
磁芯气隙长度计算公式：Lg=U0.N1².Ae/Lp4.6核算磁感应强度核算交流磁感应强度Bac=Vin(min)*ton/Np*Ae核算直流磁感应强度Bac=U*H=(Uo*Np*Ip1)/§*10^³核算最大磁感应强度Bmax=Bdc+Bac/2若选取磁芯Bsat>Bmax,则满足要求。
4.7选取导线开关频率fs时的空透深度：Δ=66.1/∫fs选取导线的直径∮<2Δ，查阅导线资料，得到截面积AXP：计算导线股数：取电流密度J，一般为3-5A/mm²根据所需等效导线截面积S=I/J,股数x=S/Axp4.8核算核算窗口占空系数绕组总截面积A=Axp*(x1*N1+x2*N2+……)§=A/Aw占空系数：一般占空系数小于0.4，则窗口满足绕制要求。
5、反激变换器设计时注意事项1、储能能力：当变压器工作于CCM方式时，由于出现了直流分量，需要加气隙，使磁化曲线向H轴倾斜，从而使变压器能承受较大的电流，传递更多的能量。
P=fxVe∫br H dB(Ve:磁芯和气隙的有效体积)或P=1/2LP(Imax²-Imin ²)(Imax、Imin:为导通周末、始端相应的电流值)2、电感值Lp:电感Lp在变压器设计初期不作重点考量，因为Lp只影响开关电源的工作方式，故此一参数由电路工作方式要求作调整。
Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的，如果设计所得Lp大，又要求以CCM方式工作，则刚巧合适。
而若需以DCM方式工作时，则只能用增大气隙，降低Lp来达到要求，这样才不会使变压器偏离设计。
3、原、副边绕组每匝伏数应保持相同：设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整，而导致副边的每匝伏数低于原边每匝伏数，因而引起副边的每匝伏秒值小于原边，为使其达到平衡就必须减小ton时间，用较长的时间来传输电能到输出端.即要求导通占空比D小于0.5.使电路工作于DCM模式。
但在此需注意：若Lp太大，电流上升斜率小，ton时间又短（<50%），很可能在ton结束时，电流上升值不大，出现电路没有能力去传递所需功率的现象。
原边反馈反激式变换器及原理
2023/10/17
18
PWM 恒压(CV)模式下, 在 VIN 最小并且满载时
导通时间ton达到最大值
消磁时间 tD 达到最大值
PSR得输出电压
VO VIN ton
RL 2ts LP
满载时 RL 最小
tS ,VO ,LP 不变
VIN 最小
满载时RL 最小
tS ,VO ,LP 不变
导通时间 ton 达到最大值
tD
调整过程
Vpk
I pk
调使整得后I pk tD 不变
CC 稳态2
输出恒流Io
负载电阻为R2
输出电压为 输出功率为
VO PO
2 2
R1 R2 VO1 VO2 PO1 PO2
2023/10/17
29
PWM恒流实现方式3原理图
保持 tS 不变
调整 tD I pk 使其不变
开关频率固定
VIN
通过辅助绕组 检测输出电压
RL
Vo的信息
Vlim it
VO 负反馈
QR
QS
OSC
根据检测到的 输出电压Vo 调整开关管 的开关频率fs
ts
VO
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PFM 恒压(CV)调整过程
CV
稳态1
负载电阻为R1 输出电压为 VO1 输出功率为 PO1
未进行调整
负载电阻 突变为R2 （假如R2<R1) Vo下降
原边反馈反激式变换器及原理
1、PSR技术简介
1、1 传统得次级端反馈得缺点
2023/10/17
采用传统次级端调节反激式转换器
恒流控制 恒压控制
2
采用传统次级端调节反激式转换器
单端反激式变换器总结
单端反激式变换器总结一、什么是单端反激式变换器单端反激式变换器是一种常见的功率电子转换器，用于将直流电源转换为交流电源。
它由一个开关管、一个变压器和一个输出滤波电容组成。
单端反激式变换器的特点是具有简单的电路结构、低成本、高效率等优势。
二、单端反激式变换器原理单端反激式变换器的工作原理如下：1.开关管导通：当开关管导通时，直流电源通过变压器的一段输入，储存在变压器中。
2.开关管关断：当开关管关断时，变压器中储存的电能通过互感作用传递给输出负载。
3.输出滤波：通过输出滤波电容对输出信号进行滤波，得到所需的交流电源。
三、单端反激式变换器的优势和应用单端反激式变换器具有以下优势：1.低成本：由于电路结构简单，所需元器件较少，降低了制造成本。
2.高效率：在正常工作情况下，能量的传输效率较高，能够有效地转换电源。
3.功率密度高：相比其他转换器，单端反激式变换器具有更高的功率密度。
单端反激式变换器在电子设备中有广泛的应用，如电源适配器、电子变压器等。
四、单端反激式变换器的设计要点设计一个稳定工作的单端反激式变换器需要考虑以下要点：1.开关管的选取：选择合适的开关管能够提高整个电路的效率和可靠性。
2.变压器的设计：合理选择变压器的参数，以满足输出电压和电流的需求。
3.输出滤波电容的选取：根据负载的需求选择合适的输出滤波电容。
4.控制电路的设计：设计一个合适的控制电路，以确保开关管的正常工作。
五、单端反激式变换器的工作稳定性问题单端反激式变换器在工作过程中可能面临以下问题：1.开关管损坏：如果开关管不能正常导通或关断，会导致整个电路停止工作。
2.变压器失谐：如果变压器参数设计不合理，可能会导致变压器失谐，进而影响电路的工作稳定性。
3.输出电压波动：由于负载变化或其他因素，可能会导致输出电压出现波动，影响设备的正常工作。
为了解决这些问题，需要结合实际情况进行合理的电路设计和参数选择。
六、常见的单端反激式变换器故障及排除方法在实际应用中，常见的故障包括开关管损坏、变压器短路等。
反激式变换器原理设计与实用
反激式变换器原理设计与实用反激式变换器是一种常用的直流-直流转换器，主要用于将直流电压转换为不同电压级别的直流电压。
它采用单端开关转换器结构，其基本原理是通过周期性开关和储能元件（如电感或变压器）来实现电源和负载之间的能量转换。
1.绝缘变压器：反激式变换器中常使用绝缘变压器，这样可以实现输入和输出之间的电气隔离。
绝缘变压器将电源的直流电压通过变压器的绝缘耦合转换为高频交流电压。
2.开关元件：反激式变换器中使用开关器件（如MOSFET或IGBT）来周期性地开关电源与负载之间的连接。
开关器件的导通和截止状态可以通过控制器来调节，以实现控制电压输出。
3.能量传输和储存：当开关器件导通时，电源能量传输到负载，同时电感或变压器中储存大量能量。
当开关器件截止时，储存的能量通过二级储能电容释放给负载。
4.输出稳压：通过控制开关器件的导通比例和开关频率，可以实现输出电压的稳定。
通过反馈调节，可以使输出电压保持恒定。
1.输入电流和电压：确定输入电流和电压的范围，以满足负载需求。
2.输出电压和电流：确定输出电压和电流的需求，以满足负载的要求。
3.转换效率：转换效率是衡量变换器性能的重要指标，需要合理选择开关器件和电感的参数，以提高转换效率。
4.稳定性和纹波：稳定性是指输出电压在不同负载和输入电压条件下保持稳定。
纹波是指输出电压的波动，需要合理选择滤波电感和电容的参数，以降低纹波。
5.保护功能：反激式变换器需要具备过压、过流和短路等保护功能，以保护开关器件和负载免受损坏。
总而言之，反激式变换器通过开关器件和储能元件实现了电源和负载之间的能量转换，具有结构简单、转换效率高的特点。
它的设计需要考虑输入输出电压和电流的需求，转换效率、稳定性和纹波的要求，同时还需要具备保护功能。
反激式变换器在电源和电子设备中具有广泛应用前景。
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1. .输入电压范围Vin=85—265Vac;2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3. .变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
DC-DC反激变换器
DC-DC反激变换器本文将介绍DC-DC反激变换器的基本概念和作用。
DC-DC反激变换器是一种电能转换器，主要用于将直流电源的电压转换为另一种电压，并在实现高效率的同时还能提供稳定的输出电压。
它在电子设备中广泛应用，比如电子产品的充电器、电池管理系统、通信设备和汽车电子系统等。
DC-DC反激变换器的基本原理是利用变压器实现电能的转换。
它包括一个输入电压和输出电压不同的变压器，以及一个开关管（如MOSFET）和一个电容滤波器。
在工作过程中，通过控制开关管的开关状态和开关频率，将输入电压经过变压器变换成所需要的输出电压。
变压器和电容滤波器的结合使得输出电压能够稳定且免受干扰。
DC-DC反激变换器的作用主要体现在两个方面。
首先，它可以将输入电压转换为所需要的输出电压，以满足电子设备对电源电压的需求。
其次，它具有提高电能转换效率和稳定输出电压的能力。
通过控制开关管的开关频率和占空比，可以有效减少能量损耗，提高电能转换的效率。
同时，通过变压器和电容滤波器的组合，可以实现对输出电压的稳定控制，确保电子设备正常工作。
综上所述，DC-DC反激变换器是一种重要的电能转换器，它能够将直流电源的电压转换为所需的输出电压，并实现高效率和稳定性。
它在电子设备中的应用广泛，为各种电子设备的正常运行提供了可靠的电源支持。
工作原理DC-DC反激变换器是一种常用的电力转换器，用于将一种直流电压转换为另一种不同的直流电压。
它采用了反激原理，通过周期性地开关和关断开关管，将输入电源的直流电压转换为输出电压。
反激原理是基于能量存储和释放的原理。
在DC-DC反激变换器中，关键组件包括开关管、变压器、输出滤波器和控制电路。
开关管：开关管是变换器的关键部分。
它根据控制电路的信号周期性地开关和关断，以控制输出电压。
常用的开关管包括晶体管和MOSFET。
变压器：变压器用于将输入电源的直流电压转换为需要的输出电压。
它由主绕组和副绕组组成，通过互感作用实现电压转换。
单端反激式变换器拓扑结构
单端反激式变换器拓扑结构
单端反激式变换器是一种常见的拓扑结构，广泛用于电源和电子设备中。
它是一种简单而有效的电路设计，可将直流电压转换为所需的交流电压。
单端反激式变换器的基本原理是通过切割输入电源的直流电压，经过变压器和开关器件的工作周期性地产生一个脉冲信号，然后经过滤波电路将其转换为平滑的交流电压输出。
在变换器的正常工作过程中，开关器件会周期性地开关。
当开关器件关闭时，电感储存了一定的能量，并将其释放到输出负载中。
这种反激作用使得输出电压能够稳定，且能够提供相当大的功率输出。
单端反激式变换器的拓扑结构相对简单，仅包含一个开关器件（通常为MOSFET或IGBT）、一个电感器件和一个滤波电容。
这使得单端反激式变换器具有较高的效率和可靠性。
与其他拓扑结构相比，单端反激式变换器的设计和调整较为简单。
它可以通过改变开关器件和电感器件的参数来调整输出电压和输出功率。
此外，它还具有较少的电磁干扰和较低的成本。
单端反激式变换器是一种常见且可靠的拓扑结构，适用于各种电源和电子设备。
它的简单性、高效性和可调性使其成为电力电子领域中的重要技术。
关于反激变换器原理分析与设计讨论
关于反激变换器的一点点见解1确认基本技术参数温馨提示：应该养成良好的工作习惯，不管产品的功率有多么小，技术多么简单，坚持为每一个产品制作出一份详细的技术规格书。
首先要弄清楚自己是要做一个什么样子的产品，这会让你的设计思路更加明确，以及如何展开下一步的工作。
技术参数分两种：基本的，详细的。
基本技术参数一般需要列举的如下（以60W产品为例）：①最小输入电压：85V AC②最大输入电压：265V AC③输出电压电流：12V5A（精度1%）④最低效率：85%⑤工作温度：-25～+60℃详细的技术参数比较麻烦，根据不同的情况不同，需要列举的参数有多又少。
一般包括：输入输出特性、保护特性、安规、EMC、可靠性、应用环境、产品尺寸、输入输出端口定义、产品标签、外壳标签、产品包装等等。
1.1输入输出特性输入电压范围、输入频率、功率因素、最大输入电流、冲击电流、输出电压范围、输出电流范围、电压调整率、负载调整率、稳压精度、纹波峰峰值、整机效率、待机功耗、开机延迟时间、输出电压上升时间、容性负载、开关机过冲幅度、动态响应时间、动态响应幅度、以及最小启动电压。
1.2保护特性输入欠压保护点、输入欠压恢复点、输入过压保护点、输入过压恢复点、输出过压保护点、输出短路保护方式、过温保护点、过温恢复点温馨提示：对于一些非标准产品，如果不清楚该列举那些参数，建议参考竞争对手的产品资料或者行业内最有影响力的供应商。
如果这些资料都没有，就尽量向标准产品的技术指标靠近。
2设计思路（制定设计方案与参考计算）根据产品的技术规格找出设计难点及解决措施；温馨提示：不要怕别人超过你，也不要有太多的技术保留，如果你想最大程度的避免失败。
设计方案应该在立项初期就经过广泛的内部讨论，到底选用什么方案（如特别功率器件啊！电容啊！芯片啊！），多听取周围人的意见，久而久之一定受益匪浅。
因为立项前期一般是非正式讨论，如果是新手，一定要避免占用别人过多的时间（切忌什么都问个不停）。
反激式辅助电源设计原理
（31）
其中初级因ts损失的功率和漏感损失的功率分别为
2 1 Ts Ls I1 p f nU o 1 2 P = I1 p nU o ⋅ = ⋅ 和 Ps = Ls I1 p f 2 2 T 2 U z − nU o ' 1
由式（ 31 ）可见， Ls 越大，损耗越大，则效率越低。如果 Uz 越高， tc 越小，则损耗也越 小。 由式 (27a) （ 27b ）可见，输出功率反比于电感量和开关频率。如果输入或输出电压很低 （例如 5V 以下），要提高输出功率，必须降低开关频率和电感量。但是在生产线上要制造 1µH 以下电感是无法保证较小误差，因为杂散电感和漏感与你需要的电感可以比较。一般在 3µH 以上，因此必须降低开关频率。所以，低电压反激一般功率限制在 50W 以下。 在要求适应输入电压从交流 85V～264V（直流 92V～370V）的反激变换器中，无法决定 额定工作电压。如果初级电感 L1 、输出功率 Po 和工作频率决定之后，由式（ 27a ）可见， U’=UiD=UimaxDmin为常数，如果芯片的最大占空度为Dmax，最低输入电压Uimin时为临界连续， 则有 U ' = U i min Dmax （32） 于是初级与次级匝比为
D1 D2
N1 C1
N2
S L1
图 3 反激变换器的无损缓冲电路
压箝位，或加一个无损缓冲电路（图 3 ），将漏感能量返回电源。 如果采用稳压管箝位，当晶体管关断瞬时，变压器各线圈电势反号，次级二极管导 通，同时漏感能量迫使箝位稳压管（ U z ）导通，漏感上电压为
U s = U z − n(U o + U d 2 )
U i2TD 2η U i2 D 2η Uo = = 2 L1 I o 2 L1 fI o
反激变换器的原理与设计(经典)
双重绝缘或加强绝缘 基本绝缘或附加绝缘 基本绝缘或附加绝缘 基本绝缘
>250V ≥150V，≤250V ≥150V，≤250V <150V
谢谢!
有时候我们看不到假负载,并不代表没有假负载,可能是 利用电压采样电路代替假负载
二.反激变换器的基本工作原理
(四)反激变换器的占空比问题: 小于50%:
一般情况下，反激变换器的占空比都做成小于50%，这样 做的目的，可能是因为反激功率比小，做成电流断续模 式比较容易。
大于50%:
但是我们应该明白，反激变换器的占空比可以大于 50%，从理论上说，只要满足伏秒平衡既可。
二.反激变换器的基本工作原理
思考题:
1.如果把气隙继续加大,那么存储的能量是否一直加大? 2.反激变换器为什么要加气隙? 3.如果不加气隙反激变换器能工作吗?
漏掉的太多啦! 举例:
1.不加气隙 2.正激变换器加了气隙
储能啊!
二.反激变换器的基本工作原理
(三)反激变换器的假负载问题:
炸!
反激变换器如果没有负载,会出现什么情况?
(d)是隔离的升降压变换器；
一.反激变换器的拓扑分析
BUCK-BOST变换器应用举例:
太阳能LED照明灯一种应用电路
希望大家能理解:
BUCK—BOST变换器：既可以升压也可以降压!
一.反激变换器的拓扑分析
Flyback变换器的特点：
1.具有隔离功能的BUCK—BOST变换器 2.既可以升压也可以降压
导线的优化设计要点:
1.绕组中有多少损耗， 2.散热措施是否足够保证温升在允许的范围之内.
举例:
第一种情况: 真空散热时,电密要取的很小. 第二种情况: 油浸散热时,电密可以取的很大.
反激变换器控制电路的设计
反激变换器控制电路的设计反激变换器是一种常见的开关电源，其具有体积小、效率高、输出稳定等优点，在电子设备中得到广泛应用。
反激变换器的工作原理是利用开关器件的开关周期性地将输入电能转换为脉冲能量，并通过变压器实现电能的传输与转换。
在反激变换器中，控制电路起着起着关键的作用，它控制开关器件的开关状况，进而影响反激变换器的输出电压和电流。
1.稳定性控制电路应具有良好的稳定性，确保反激变换器的输出电压和电流稳定在设计要求的范围内。
稳定性包括两个方面，一是电压稳定性，即输出电压在负载变化、输入电压变化等情况下能够保持稳定；二是电流稳定性，即输出电流在变化负载下能够保持稳定。
2.响应速度控制电路应具有快速的响应速度，能够迅速调整开关器件的开关状况，以适应输入电压和负载变化的需要。
响应速度的快慢对于反激变换器的稳定性和动态特性有着重要影响。
3.保护功能控制电路应具有良好的保护功能，可以保护反激变换器遭受短路、过载等异常情况的损害。
保护功能包括过流保护、过压保护、温度保护等，可以通过传感器检测电流、电压和温度等参数，当这些参数超过设定值时，控制电路会采取相应的保护措施。
4.频率稳定性控制电路中的时序控制信号需要保持稳定的工作频率，以保证反激变换器的正常工作。
频率稳定性关系到变压器的工作效果和整个电路的稳定性，因此控制电路需要采取一定的措施来保证频率的稳定。
设计反激变换器控制电路时，需要根据具体的应用场景和要求进行选型和方案设计。
最常用的控制电路包括反馈控制、脉宽调制（PWM）控制、脉跳频率调制（PTFM）控制等。
-反馈控制是根据反馈信号来调整开关器件的开关状态。
它通过比较反馈信号和设定值，产生误差信号，根据误差信号调整开关器件的开关频率和占空比。
反馈控制的优点是稳定性高，适用于输出电压和电流要求较高的应用场合。
-PWM控制是通过改变开关器件的导通时间和关闭时间来调整输出电压和电流。
PWM控制器根据输入电压和负载情况，通过比较器和逻辑门产生比较脉冲，控制开关器件的导通和截止。