自激推挽式直流变换器的设计
基于自激推挽式小型化二次电源的设计
基于自激推挽式小型化二次电源的设计0 引言在数模混合电路系统中，需要多个电源供电，为了减小外界供电电源的数量，实现系统供电电路的小型化。
本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA 和-10V，100mA 输出的电源，+10V 除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V 给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。
1 自激推挽式直流变换器的基本原理：自激推挽式直流变换器的基本电路如图1 所示。
参照图1，当接通输入直流电源Ui 后，就会在分压电阻R2 上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1 和Nb2 两个绕组分别加到两个功率开关V1 和V1 的基极上。
由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。
假设是功率开关Np1 首先导通，那么功率开关Nb2 集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。
在基极绕组Nb2 上产生的感应电动势使功率开关V2 的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。
在另一个基极绕组Nb1 上产生的感应电动势则使功率开关V1 的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。
其最后的结果使功率开关V1 很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui 都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1 上。
绕组Np1 中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。
当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。
由于绕组Nb1 两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1 的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。
紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1 很快。
基于自激推挽式小型化二次电源的设计
基于自激推挽式小型化二次电源的设计2009-07-02 15:50:11 来源：EDN关键字：自激推挽变压器开关电源0 引言在数模混合电路系统中，需要多个电源供电，为了减小外界供电电源的数量，实现系统供电电路的小型化。
本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA和-10V，100mA 输出的电源，+10V除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。
1 自激推挽式直流变换器的基本原理自激推挽式直流变换器的基本电路如图1所示。
参照图1，当接通输入直流电源Ui后，就会在分压电阻R2上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1和Nb2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V1的基极上。
由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。
假设是功率开关Np1首先导通，那么功率开关Nb2集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。
在基极绕组Nb2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。
在另一个基极绕组Nb1上产生的感应电动势则使功率开关V1的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。
其最后的结果使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1上。
绕组Np1中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。
当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。
由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。
紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1很快进入截至状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。
2kW新型推挽正激直流变换器的研制
分析和第3.1.2节中箝位电容选取原则的正确性。
5结语
3）输入电流纹波安秒积分较其它拓扑小，减小了输入滤波器体积。
2kW新型推挽正激直流变换器的研制
2kW新型推挽正激直流变换器的研制
1推挽正激电路工作原理
在分析推挽正激电路工作模态前，做如下设定：
1）[t1－t2]在t1之前V1及V2都是关断的，输入电流沿电源正极
→Tp2→C→Tp1→电源负极回路环流工作，环流为Ia=nDIo[1]（具体分析在
第2节中给出）。原副边绕组电压为0，D1及D2同时导通。t1时刻V1开
位电容为开关管关断期间提供一个续流回路。正是由于续流回路的存在使推
挽正激电路工作的输入电流纹波的安秒积分较其它拓扑小。因此，可以减小
输入滤波器的体积。
4仿真和实验
4.2实验结果
图7为在相同Io（=16A），不同Uin与不同D时原边绕组电流和箝位
绕组Tp2电流波
通，Uin加在Tp1的漏感上，i1快速增加；Uc加在Tp2的漏感上，i2迅速减
小并反向增大。相应的，在副边流过D1电流iD1增大，流过D2的电流iD2
减小。t2时刻，D2截止iD2=0。此模态等效电路图如图3（a）所示，持续时
间为
2环流分析
3主要参数对电路工作的影响分析
2）减小输入滤波器体积与传统的推挽电路相比，推挽正激电路中的箝
2kW新型推挽正激直流变换器的研制.
2kW新型推挽正激直流变换器的研制2kW新型推挽正激直流变换器的研制类别：电源技术电路的工作原理，对环流过程进行了透彻分析，分析了箝位电容和变压器原边漏感对电路工作的影响。
通过仿真和实验对所述理论分析进行了验证。
基于此研制出输入电压dc24～32v，输出电压dc120v的2kw直流变换器样机，典型效率为93.2％,表明该电路具有可靠、效率高的特点，适合于低压大电流输入中大功率应用场合。
引言在低压大电流场合中，推挽电路以其结构简单、磁芯利用率高的优点而得到了广泛应用。
但是，传统的推挽电路存在如下几个缺点：1）由于原边漏感的存在,功率管关断时,漏源极产生较大的电压尖峰；2）输入电流纹波的安秒积分大，因而输入滤波器的体积较大。
本文在传统推挽电路的基础上增加了一个箝位电容，便可以解决上述传统电路存在的两个缺点。
图11 推挽正激电路工作原理如图1所示，该变换器的两个主功率开关管v1及v2和两个匝数均为np的初级绕组tp1及tp2交替连接成一个回路，在回路的两个中点之间连接一个箝位电容c。
cin为输入电容,dv1及dv2为两个主功率开关管寄生的反并二极管。
d1及d2组成双半波整流电路。
电源正极→tp2→c→tp1→电源负极构成一个回路。
忽略变压器漏感则加在变压器原边两个绕组的电压之和为零，c上的电压为uin，下正上负。
另外一个回路为电源正极→v1→c→v2→电源负极。
根据基尔霍夫电路定律可得uds1＋uds2=uin＋uc=2uin因此，当某一开关管导通时，另一开关管的电压被箝位在2uin；当两个开关管均关断时,开关管电压各为uin。
图2在分析推挽正激电路工作模态前，做如下设定：1）v1，v2，d1，d2均为理想器件，导通压降忽略不计；2）c较大，在工作过程中两端电压保持uin基本不变；3）滤波电感lf较大，在较短的时间内可以视为恒流源，电流维持不变；稳态时输出电流io=uo/r；4）原边绕组匝数同为np，励磁电感和漏感均相同为lm、lσ，副边匝数同为ns，匝比n=ns/np；5）开关周期ts，v1及v2每个周期开通时间均为ton，v1及v2工作的占空比均为d=ton/ts；图2为推挽正激电路工作原理波形图，一共分为8个工作模态。
推挽式DCDC开关恒压源的设计).
闽江学院本科毕业论文（设计）题目推挽式 DC-DC 开关恒压源的设计学生姓名学号系别物理学与电子信息工程系专业电子信息工程（ 2）班指导老师职称达成日期2010讲课老师年 4 月闽江学院毕业论文（设计）诚信申明书自己郑重申明：兹提交的毕业论文（设计）《推挽式DC-DC 开关恒压源的设计》，是自己在指导老师沈耀国的指导下独立研究、撰写的成果；论文（设计）未剽窃、剽窃别人的学术看法、思想和成就，未窜改研究数据，论文（设计）中所引用的文字、研究成就均已在论文（设计）中以明确的方式注明；在毕业论文（设计）工作过程中，自己恪守学术规范，恪守学校有关规定，依法享有和肩负由此论文（设计）产生的权益和责任。
申明人（署名）：年月日摘要开关电源作为一种新式的电源，拥有体积小、质量轻和节俭能源等特色，渐渐在计算机，通信等方面获取宽泛的应用。
本文中介绍了开关电源的构成、分类和控制等方面，跟着电力电子技术的发展，特别是大功率器件的快速发展，将开关电源的工作频次提高到相当高的水平，使其拥有高稳固性和高性价比等特征。
在本设计中，开关电源是一种采纳推挽式的高频电源变换电路，主要构成有： PWM电路，这部分电路采纳KA3525芯片，并经过输出电压的采样电压加在偏差放大器的反相输入端桑实现稳压；推挽式变换器，实现DC-DC变换；整流滤波电路，经过整流滤波获取最后的稳固无扰乱的电压；反应赔偿电路，通过反应电压，以改变KA3525的输出，进而使输出电压保持稳固。
重点词：推挽式； PWM；电源AbstractAs a new power source ,the switching power supply ,taking on such features as small volume、 light weigh and economical energy, is used gradually and widely in computer and communication ,etc. The paper introduces the consistence, the classification and the control of the switching power supply ,with the development of power electronic technology, especially the rapid development of the high power compoments , the operating frequency of the switching power supply is enhanced to a realitive high level, owning such features as high stability and high performance-to-price.In this design, the switching power supply is one kind of push-pull the high frequency power source transfer network, the main composition includes: The PWM electric circuit, this part of electric circuits use the KA3525 chip, and adds through output voltage's sampling voltage in the erroneous amplifier's opposition input end mulberry realizes the constant voltage; The push-pull converter, realizes the DC-DC transformation; The rectification filter circuit, obtains the final stable non-disturbance voltage through the rectification filter; Feedback compensation circuit. Changing the output KA3525 through to feedback voltage , thus output voltage is stability.Key words: push-pull; pulse width modulation; power supply目录1 绪论 (1)1.1 开关电源的概略 (1)1.2 开关电源的构成 (1)1.3 开关电源设计中存在的问题 (3)1.4 开关电源的发展趋向 (4)2 系统方案设计与选择 (5)2.1 自激型推挽式变换器 (5)2.2 它激型推挽式变换器 (7)2.3 方案剖析 (9)3 电路理论剖析与设计 (10)3.1 基来源理框图 (10)3.2 推挽式变换器 (10)3.3 它激型推挽式直流变换器中的PWM 电路 (11)3.4 整流滤波电路 (12)3.5 反应赔偿电路 (12)4 参数计算 (14)4.1 功率因数 (14)4.2 变压器的设计 (14)4.3 整流二极管的型号和滤波电容，电感的计算 (15)4.4 输出电压的计算 (16)4.5 实验数据 (16)5 结语 (17)参照文件 (18)附录 (19)致谢 (20)推挽式 DC-DC开关恒压源的设计1 绪论为了推进社会节俭能源，提高能源利用效率，保护和改良环境，促进经济社会全面协调可连续发展，经济节能的电源愈来愈获取重视，同时也在飞腾的发展。
自激推挽式直流变换器稳压控制方式
量 的转换作 用 ， 以此种 连接 方式下 ， 整 管功 耗 很大 ， 所 调 电 源模块 整体 效率 不高 。
比较 了两 种 调 整 方 式 下 ， 自激 推挽 电路 振 荡 的波 形 ， 过 实 测数 据 对 通 比了两 种 调 整 方式 下 的 效率 ，最 后 分 析 了两种 调 整 方式 下 效 率 不 同
的原因。
…
…
出
关 键 词 ：高 压 电源 模块
联 调 整
直流 电源模块 领 域 中 ，电源模块 的输 出 电压 较 Ｍｑ用 高 ， 输 出 电流 很小 ， 的输 出功率 不大 。但 Ｐ － 输 出 但 总 Ｍ１对 高压 的稳 定性 及纹 波 噪声 的要 求很 高 ， 尤其 是测 量微 弱光 图２ 信号 时 ， 再加 上 串联 调 整控 制 方式 设计 简 单 ， 且在 低 功 而 ２２ 振荡 调整 型 ． 率场 合 比开 关 电源的成 本要低 ， 以在 Ｐ － 用领 域 ， 所 Ｍ７应 串 振 荡 调 整 型原 理 见 图 ３ 由 图 中可 见 ， 整 管 发 射极 ， 调 联调 整 的控制 方式相 对 开关 电源来 说有 很大 的优势 。 串 通过 电阻 连接 到振 荡 三极管 的基 极 ， 整 管 与振 荡 电路 的 但 调 联 调 整 方式 下 ，调 整 管 的功 耗较 大 ， 电源模 块 效 率 仅 有 供 电 ， 接 由低 压 电源 来 提供 ， 整 管 只供 给 振 荡 三 极 管 直 调 ３ ％ ， 输 出功 率较 大时调 整管 需 要散 热 ， 导 致 电源 模 基 极所 需的 电流 ， ５ 且 这 对振 荡 电路 起 控 制作 用 ， 两 个 振 荡 三 而 块 体 积不 能做 小。 极 管工作 在 放大 状态 ， 起放 大作 用 。 因此调 整 管功 耗 大大 针 对 以上 问题 ，我们 在 串联调 整 的基 础 上 进行 了 改 降低 ， 体效 率得 到 了提 高。 整 进 ， 过 改 变调 整 管 与 自激推 挽 变换 器 的连接 方式 ， 达 通 来 到 降低功 耗 ， 高效 率 的 目的。 提 改进 后 的 电路 ， 整管 的功 调 … … 出 耗 有 了很大 的降低 ， 效率 可达 ７ ％左 右。 Ｏ ２ 原理 介绍 图 １是 串联 调 整稳压 方式下 ， 现高压 模块 的原 理 框 实
推挽型DC变换器
电力电子技术课程设计班级：电气 1102学号：姓名：扬州大学水利与能源动力工程学院电气工程及其自动化二零一五年一月目录第一章：任务书 (3)一、课程设计的内容 (3)二、课程设计的目的和要求 (3)三、仿真软件的使用 (3)四、时间安排 (4)五、设计总结报告主要内容 (5)第二章：课程设计报告 (6)一设计任务及要求 (6)二主电路方案确定 (7)三推挽型DC/DC变换器额定参数 (9)四建立仿真模型并进行仿真实验 (10)五心得体会 (13)六参考文献 (14)第一章：任务书一、课程设计的内容推挽型DC/DC变换器的设计及研究(PSPICE)二、课程设计的目的和要求1、进一步熟悉和掌握电力电子原器件的器件；2、进一步熟悉和掌握电力电子电路的拓扑结构和工作原理；3、掌握电力电子电路设计的基本方法和技术，掌握有关电路参数设计的方法；4、培养对电力电子电路的性能分析的能力；5、培养撰写研究设计报告的能力。
三、仿真软件的使用在电力电子系统中，需要应用大功率开关器件，因此对工程人员来说对所设计的电路最好能通过计算机分析和仿真，不断修改和完善电路。
PSPICE是当今世界上著名的电路仿真标准工具之一，是较早出现的EDA 软件之一，1985年就由MICROSIM公司推出。
现在使用较多的是PSPICE 6.2，工作于Windows环境，整个软件由原理图编辑、电路仿真、激励编辑、元器件库编辑、波形图等几个部分组成，使用时是一个整体，但各个部分各有各的窗口。
新推出的版本为PSPICE 9.2，是功能强大的模拟电路和数字电路混合仿真EDA 软件。
它可以进行各种各样的电路仿真、激励建立、温度与噪声分析、模拟控制、波形输出、数据输出、并在同一个窗口内同时显示模拟与数字的仿真结果。
无论对哪种器件哪些电路进行仿真，包括IGBT、脉宽调制电路、模／数转换、数／模转换等，都可以得到精确的仿真结果。
对于库中没有的元器件模块，还可以自已编辑。
推挽式直流开关电源的设计毕业论文
推挽式直流开关电源的设计毕业论文目录摘要 (I)1 绪论 (1)1.1开关电源的发展历程 (1)1.2开关电源的分类 (1)1.2.1按驱动方式分类 (1)1.2.2按能量转换过程的类型分类 (2)1.2.3按输入与输出是否隔离分类 (2)1.2.4按功率开关管关断和开通工作条件分类 (2)1.3开关电源的特点 (2)1.4本文主要工作 (3)2 开关电源的基础知识 (4)2.1开关电源DC/DC变换器的软开关技术分类 (4)2.2开关电源移相全桥DC/DC变换器控制技术 (5)2.3开关电源常用拓扑结构 (6)2.3.1非隔离式开关电源拓扑结构 (6)2.3.2隔离式开关电源拓扑结构 (8)2.3.3开关电源各种拓扑结构的比较 (10)2.4开关电源的调制方式 (10)2.4.1脉冲宽度调制 (10)2.4.2 脉冲频率调制 (10)2.4.3 混合调制 (11)2.5开关电源的控制方式 (11)2.5.1电压控制模式 (12)2.5.2电流控制模式 (13)3 开关电源主电路的设计 (15)3.1逆变器的工作原理 (15)3.2换器的滤波电容和电感的选取 (16)3.2.1滤波电容的选取 (16)3.2.2滤波电感的选取 (17)3.2.3高频逆变电源的设计核心就是变压器的设计 (17)3.3变压器绕制步骤 (18)3.4硬件抗干扰措施 (19)3.5仿真结果 (19)4 开关电源控制芯片的设计 (22)4.1 TL494芯片简介 (22)4.2外围电路的介绍 (26)4.3仿真结果 (27)5 开关电源反溃电路的设计 (28)5.1电源反馈部分的工作原理 (28)5.2仿真结果 (30)6 结论 (31)致谢 (33)参考文献 (34)1 绪论1.1开关电源的发展历程随着电子技术的发展, DC/DC 电源已经形成一个庞大的工业, 材料、工艺、外封装的不断改进, 使DC/DC产品普遍被工业界采用, 并在军界、医疗、宇航等领域迅速推广。
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自激推挽式直流变换器的设计
引言
在数模混合电路系统中，需要多个电源供电，为了减小外界供电电源的数量，实现系统供电电路的小型化。
本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA和-10V，100mA输出的电源，+10V除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。
1.自激推挽式直流变换器的基本原理：
自激推挽式直流变换器的基本电路如图1所示。
参照图1，当接通输入直流电源Ui后，就会在分压电阻R2上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1和Nb2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V1的基极上。
由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。
假设是功率开关Np1首先导通，那么功率开关Nb2集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。
在基极绕组Nb2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。
在另一个基极绕组Nb1上产生的感应电动势则使功率开关V1的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。
其最后的结果使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1上。
绕组Np1中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。
当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。
由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。
紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1很快进入截至状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。
这时几乎全部的输入直流电压Ui又被加到功率开关变压器的另一半绕组Np2上，使功率开关变压器磁芯的磁通直线下降，很快就达到了反向的磁饱和值-φS。
上述过程周而复始，就会在两个功率开关V1和V2的集电极形成方波电压。
2.实际工作电路的设计及主要元器件的选择
实际设计的电源电路如图2所示，电阻R1、Rb1、Rb2，稳压二极管Dz，开关管V1、V2和变压器的辅助绕组Nb1、Nb2构成了启动电路；整流二极管VD1、VD2、VD3、VD4和电容C1、C2构成了整流滤波电路；RL1、RL2为负载。
各参数的选择介绍如下：
2.1 输入电感L的选择
在Royer变压器的初级绕组中间抽头上串联一个电感就构成了电流反馈型电路。
串联电感后当铁心饱和时，开关管上出现一个幅值很大的电流尖峰，电流变化率di/dt很大，但由于电感电流不能突变，变压器中心抽头处的电压将下降到地电位，因此可以消除开关管导通和关断时出现的电流尖峰。
实验中从场效应管D端观察到的波形如图3.1、3.2所示。
通过实验可以看到：串入电感时晶体管的电流尖峰问题得到了很好地解决，降低开关管的损耗，效率得到了极大地提高，在没有电感时效率大约仅有50％，而输入端串入470uH电感后效率可以达到80％以上。
2.2 MOSFET代替晶体管避免磁通不平衡的影响
磁通不平衡是自激推挽式电路存在的一大缺点，主要是因为一个开关管导通的伏秒数略大于另一个，是磁芯略偏离平衡点而趋向饱和。
饱和区的磁芯不能承受典雅，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。
在推挽拓扑中使用MOSFET管，可以大大减少变压器的磁通不平衡问题。
首先，MOSFET管没有存储时间，在交替的半周期内，对于相等的栅极导通次数，漏极电压导通次数总是相等。
因此在交替的半周期中施加到变压器上的伏秒数相等。
第二，对于MOSFET管，Rds(on)的正温度系数形成的负反馈阻止了磁通不平衡问题的产生。
如果存在一定的不平衡磁通，磁芯就会沿着磁化曲线向上移动，从而产生了磁化电流。
因此半周期内的总电流比另一个半周期内的总电流要大。
但MOSFET管在更大的尖峰电流作用下，发热会增加，它的Rds(on)增大，导通压降也随之增大。
如果一个初级半绕组承受较大的电流，则其开关管管温就会高一些，导通压降增加，使绕组上的电压下降，降低这一边的伏秒数，磁芯又向磁化曲线的中心复位，恢复平衡。
若在功率低于100W，且磁芯加气隙的情况下使用MOSFET功率开关管，则一定不会出现磁通不平衡现象。
为了增加电路的对称性，设计时最好选择双MOSFET的芯片。
2.3 变压器的设计
变压器的设计是开关电源设计的重点和难点。
为满足开关电源提高效率、减小尺寸和重量的要求，需要一种高磁通密度、高频低损耗的变压器磁芯。
本设计中选用TDK公司PC44材料的磁芯。
按照输出Vo1=10V，Io1=200mA，Vo2=-10v，Io2=100mA以及高频变压器的余量6％，则输出功率Po=(10×0.2+10×0.1)×1.06=3.18W，根据绕线的要求，选择了EPC13的磁芯，该磁芯的有效截面积Ae=12.5mm2。
变压器线圈匝数的计算
初级绕组匝数可以由下式决定(假设Np1=Np2=Np)：
式中，U为施加在绕阻上的电压幅值U=15(V)，Np为绕组匝数；Ae为磁芯面积0.125(cm2)；考虑到磁通饱和因素的影响，工作磁通密度B只取饱和磁通的0.6倍，即B=0.6×Bm ≈2000Gs；f工作频率可由MOSFET的开启时间和关断时间求出，本文设计的开关电源的频率为95kHz，根据以上参数可以计算出原线圈匝数：
Np1=Np2=16(匝)
辅助绕组Nb1、Nb2的计算：
计算功率开关变压器两个辅助绕组匝数时，应该考虑在输入电压最低时，输出应大于MOSFET 的开启电压；同时还要能够保证在输入直流电源电压最高时，MOSFET的漏极峰值电流和电压不能超过它的最大额定输出电流和所能承受的最高漏一源击穿电压。
为了减小两个MOSFET在Ugs上的不一致所造成的影响，必须分别再串联一个补偿电阻Rb1和Rb2。
为保证电路的对称性Nb1=Nb2，这样一来，功率开关变压器基极绕组的匝数Nb1和Nb2可表示为：
式中Ub1为栅极绕组上的感应电动势，约等于启动点的电压，Dz取3V的稳压二极管，可以计算出：Nb1=Nb2≈5(匝)
次级匝数Ns1和Ns2可由下式确定：
Vo为输出电压，Vmin为最小输入电压取14V，VD为整流二极管的导通压降，取VD=1V，代入上式可得输出为±10V时：
Ns1=Ns2≈13 (匝)
经公式计算出的变压器匝数只能作为参考值，必须经过反复实践变压器匝数才能确定，经过反复实验，本设计的电源Np1=Np2=20(匝)，Nb1=Nb2=7(匝)，Ns1=Ns2=16(匝)时，电源效率较高，因此变压器绕制时原线圈40匝中心抽头，辅助绕组14匝中心抽头，次级线圈32匝中心抽头。
2.4 输出整流滤波电路
本设计选用了全波整流电路，全波整流变压器输出功率的利用率为100％，输出直流电压中的纹波较低。
选择输出整流二极管时不仅要考虑耐压值要合适，还要满足开关特性好、反向恢复时间短的快恢复二极管；电容的选取不仅参考其电容值，还要考虑其耐压值要高。
3.电源工作状态测试结果及结论
对所研制的电源进行了测试，两开关管G和D端的波形分别如图4.1和4.2所示。
自激推挽式二次电源完全靠Royer电路工作，自振荡频率会自动调节到最佳效率，可以避免磁芯的深度饱和，减少EMI辐射，电源效率可达到80％以上。
而且通过合理选择功率开关和整流二极管，电路总的输出阻抗就可以足够小，在输入电压稳定的条件下，输出就足够稳定，而没有必要再进一步稳压。
因此电路结构简单，电子元器件较少，是电源电路小型化的首选方案。
该电源已获得了应用，在实际工作中，性能稳定，可靠性高，抗干扰能力强。