UC3845反激式开关电源要点

目录

一、目的 (3)

二、内容 (3)

一．主电路工作原理及设计 (5)

1.1单端反激变换器工作原理 (5)

1.2单端反激变换器的工作模式及基本关系 (5)

1.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系 (5)

1.2.2电流临界连续时反激式变换器的基本关系 (7)

1.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系 (8)

1.3 RCD吸收电路工作原理及设计 (8)

1.3.1 RCD吸收电路工作原理 (8)

1.3.2 RCD电路参数设计 (9)

1.4变压器设计 (9)

1.4.1确定匝比 (9)

1.4.2电感设计 (10)

1.4.3磁芯选择 (11)

1.4.4匝数设计 (11)

1.4.5气隙设计 (12)

1.5主电路器件的选择 (12)

1.5.1功率开关管的选择 (12)

1.5.2副边整流二极管的选择 (13)

1.5.3输出滤波电容的选取 (13)

1.5.4钳位电路设计 (13)

二．控制电路工作原理及设计 (13)

2.1电流控制技术原理 (13)

2.2电流控制型脉宽调制器UC3845 (14)

2.2.1 UC3845内部方框图 (14)

2.2.2 UC3845功能介绍 (15)

2.3基于UC3845的控制电路设计 (16)

2.3.1开关频率计算 (16)

2.3.2保护电路设计 (17)

三．反馈电路工作原理及设计 (17)

3.1反馈电路工作原理 (18)

3.2反馈电路设计 (18)

3.2.1稳压器TL431 (18)

3.2.2光电耦合器 (19)

3.3参数选择 (20)

四．仿真验证 (21)

五．总结 (26)

一、目的

1．熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究PID闭环调压系统设计方法。

2．熟悉专用PWM控制芯片工作原理及探究由运放构成的PID闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。

3．探究POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。

4．探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。

二、内容

设计基于脉冲变压器的DC-AC-DC变换器，指标参数如下：

?输入电压：90V~135V；

?输出电压：12V，纹波<1%；

?输出功率：50W；

?开关频率：30kHz；

?输出电流范围：20%至满载；

?具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路；

?具有隔离功能；

?进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。

摘要

单端反激变换器是开关变换器的一种基本的拓扑结构，其具有重量轻、体积小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点，因此在实际中应用比较广泛，对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。

本次设计实验首先对反激变换器CCM和DCM工作模式下的能量传输过程及其基本关系进行了分析比较，对RCD箝位技术进行了研究，详细阐述了主电路中的高频变压器、MOSFET、输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准则。

其次还研究了电流控制技术和基于此技术的UC3845芯片的工作原理及特点，进而设计了控制电路。本电路反馈回路采用可调式精密稳压器TL431配合光耦PC817，达到了更好的稳压效果，提高了系统的可靠性。

最后对由主电路、控制电路、反馈回路构成的反激变换器闭环系统进行了详细设计，并进行了仿真验证，分析和验证了电路设计的正确性和准确性。接着根据系统原理和仿真参数，进行实际电路的搭建和调试，搭建的实际电路能够满足项目要求。

一．主电路工作原理及设计

1.1单端反激变换器工作原理

图1-1给出了反激（Flyback）DC/DC转换器的主电路及其工作状态的电路。它是由开关管S、整流二极管D、滤波电容C和隔离变压器构成。开关管S按照PWM方式工作。变压器有两个绕组，初级绕组L1和次级绕组L2，两个绕组是紧密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。以保证在最大负载电流时铁心不饱和。

图1-1 单端反激变换器的主电路图

在图1-1中，为Vi输入电压、Vo为输出电压、Io为输出电流、S为开关管、L1、i为流过电感L1的电流、2L i为流过电感L2的电流，D为续流L2为储能电感、1L

二极管、C为输出滤波电容、L R为负载电阻。

当开关管S导通时，续流二极管D承受反向偏置电压而截止，流过电感L1的电流1L i线性增加，储能电感L1将电能转换成磁能储存在电感L1中，此时，负载由输出滤波电容C供电；当开关管S断开时，电流1L i降为零，续流二极管D导通，储能电感Ll将能量通过互感传递给L2，通过L2释放能量，流过电感L2的电流2L i线性减小，在减小到Io之前，电感电流一部分给负载供电，一部分给电容充电：减小到小于Io后，电容进入放电状态，负载由电感和电容共同供电，以维持输出电压和输出电流不变。在开关管S断开期间，流过电感L2的电流2L i线性减小到零时下一个开通周期还没有到来，则会出现副边电感电流断续的状态。根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式（CCM）和不连续导电模式（DCM）。

1.2单端反激变换器的工作模式及基本关系

1.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系

(1) 开关状态1（0-Ton）

在t=0瞬间，开关管S导通，电源电压Ui加在变压器初级绕组W1上，此

时，在次级绕组W2中的感应电压为221

w i W u U W =-，其极性“*”端为正，是二极管D1截止，负载电流由滤波电容Cf 提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1，因此初级电流p i 从最小值min P I 开始线性增加，其增加率为： 1

i U dip dt L = （1-1） 在on t T =时，电流达到最大值max P I 。 max min 1

i P P u s U I I D T L =+ （1-2） 在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通Φ也线性增加。磁通Φ的增加量为： ()1

i u s U D T W +?Φ=

（1-3） (2）开关状态2（Ton-Ts ）

在t=Ton 时，开关管S 关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“*”端为负，使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D 释放，一方面给电容C 充电；另一方面也向负载供电。此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量L2。次级绕组上的电压为2w o u U =，次级电流s i 从最大值max s I 线性下降，其下降速度为： 02U dis dt L = （1-4） 在1012

i D U U U K =+时，电流达到最大值max s I 。 max min 2

(1)o s s u s U I I D T L =+- （1-5） 在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通Φ也线性增加。磁通Φ的增加量为： ()2

(1)o u s U D T W -?Φ=

- （1-6） (3）基本关系

在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量()+?Φ必然等于开关管关断时的

减少量()-?Φ，即()()+-?Φ=?Φ，则由式（1-3）和式（1-6）可得 1221..111o u u i u u

U D D W U W D K D ==-- （1-7）

式中，1212

W K W =是变压器初、次级绕组的匝数比。 开关管S 关断时所承受的电压为Ui 和初级绕组W1中感应电动势之和，即

12U 1i v i o u

U W U U W D =+

=- （1-8） 在电源电压Ui 一定时，开关管S 的电压和占空比Du 有关，故必须限制最大占空比Dumax 的值。二极管D 承受的电压等于输出电压Uo 与输入电压Ui 折算到次级的电压之和，即 012i D U U U K =+

（1-9） 负载电流Io 就是流过二极管D1的电流平均值，即

min max 1().(1)2o s s u I I I D =+- （1-10） 根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：

1min 2min 1max 2max p s p s W I W I W I W I == （1-11）

由以上各式可得

2max 111max 21112.112.i p o u u s i s o u u s U W I I D W D L f U W I I D D W L f =

+-=+- （1-12） 1.2.2电流临界连续时反激式变换器的基本关系

如果在临界电流连续时工作，则式（1-7）仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为max 1.i p u s U I D L f =，则1max 21.i s u s

U W I D W L f =，负载电流max 1(1)2o s u I I D =-，故有临界连续负载电流： 112

(1)2.i oG o u u s U W I I D D L f W ==- （1-13） 在Du=0.5时，oG I 达到最大值

1128.i oG s U W I L f W =

（1-14） 于是（1-13）式可以写成

max 4(1)oG oG u u I I D D =- （1-15）

上式就是电感电流临界连续的边界。

1.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系 在电感电流断续时，o i

U U 不仅与占空比有关，而且还与负载电流o I 有关,下面通过能量守恒进行推导。

一个周期T 内直流母线电压Ui 提供的功率为

2

0.5*()P P L I P T

= (1-16) 又因(1)/P dc on P I V T L =-,则有 22

[(1)]()22i i P P U Ton U Ton P TL TL -=≈

(1-17) 设变换器的效率为80%，则有输入功率=1.25*输出功率,即：

22

1.25()2O i O P

V U Ton R TL = (1-18) 可以求得 2.5o o i on P

R U U T TL = (1-19) 1.3 RCD 吸收电路工作原理及设计

1.3.1 RCD 吸收电路工作原理

反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态， 为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCM 模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。RCD 吸收电路加在变压器原边两端，电路拓扑如图1-2所示。功率管S 关断时，变压器漏感能量转移到电容C 上,然后电阻R 将这部分能量消耗掉。

图1-2 RCD 吸收电路

1.3.2 RCD 电路参数设计

(1)功率管截止时，漏感能量等于电容C 吸收的能量

222max 111()222

lk p DS i reset L I C U U CU =-- (1-20) 式(1-14)中，L1k 为变压器漏感、Lpmax 为原边电感电流峰值、Uds 为最大漏源电压、Ureset 为电容C 初始电压、Ui 为输入直流电压。故

2

max 22()lk p DS i reset

L I C U U U =-- (1-21) (2）电容C 上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状态在功率管开通之前，电容C 上的电压不应放到低于(N1/N2)Uo ，否则二极管D 导通，RCD 箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻R 根据下式求得：

12

()OFF

O T RC DS i N U U e U N --≥ (1-22) 电阻R 额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为

22max 111[()]222

DS i reset R lk p P L I f C U U CU f ==-- (1-23) (3)二极管D 承受的峰值电压为Ui+(N1/N2)Uo ，峰值电流为原边电感峰值电流Ipmax 。

1.4变压器设计

1.4.1确定匝比

加在变换器输入端的直流电压最大为135V

我们选用额定值为500V 的mosfet ，此时保留50V 的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过450V 。由上分析知，漏极电压为in Z V V +，于是有

180450450

180270i n Z Z

Z V V V V V +=+≤≤-= (1-24) 因为为保证最大占空比小于0.5，需选择标准150V 稳压管。若以Z OR V V 为函数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下，Z

OR V V =1.4均为消耗曲线上的明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有

0.70.71501051.4Z O R Z V V V V ==?=?=

(1-25)

假设28V 输出二极管正向压降为1V ，则匝比为

105 3.6229OR o D V n V V =

==+ (1-26)

1.4.2电感设计 由负载功率和电压，可以得到

140528o I A ==

(1-27)

一次输出电压为OR V ，负载电流为OR I ，其中

5 1.383.62o OR I I A n === (1-28) 假定设计效率为80%，则可以得到输入功率

14017580%0.8o IN P P W ===

(1-29)

于是可以得到平均输入电流

175 1.35130

IN

IN INMIN P I A V === (1-30) 平均输入电流与实际占空比D 直接相关。因IN

I D 为一次电流斜坡中心值，且其值与LR I 相等，于是有

1I N O R I I D D =-

(1-31)解得

(1-32)

二次电流斜坡中心值为 510110.5o L I I A D =

==--

(1-33)

一次电流斜坡中心值为 10 2.763.62L LR I I A n ===

(1-34) 根据以上LR I 值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流

1(1)1.252.763.45P K L R I I A r =+?=?= (1-35) 1.350.51.35 1.38

IN IN OR I D I I ===++

伏秒数为

31300.5 1.6254010o n o n E t V t V m s ?=?==?

(1-36)

设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素，通常将r 值设定为0.5左右。根据“L I ?”规则一次电感为

1 1.6251.182.760.5p LR Et L mH I r =?==? (1-37)

二次电感

221.1890.03.62P s L m L uH n =

== (1-38) 1.4.3磁芯选择

设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能量存储能力。若无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。但对应所需r 值，还应确保L 值大小。若所加气隙太大，则必然导致匝数增多——这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须进行折中选择，通常采用如下公式（一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑） 23

(2)0.7IN e P r V cm r f +=??

(1-39)

其中f 的单位为kHz 。

则前例可得

23(20.5)1750.738.280.540e V c m +=??=

(1-40)

于是开始选取这个体积（或接近）磁芯。在EE55中可以找到，其等效长度和面积在他的规格中已给出

2

3.5412.3e e A cm l cm

==

则可得其体积为

33.5412.343.54e e e V A l c m =?=?= (1-41)

基本满足要求。

1.4.4匝数设计

电压相关方程

LI B T NA = (1-42) 使B 与L 相关联。由于给定频率的r 和L 表达式等效，故结合这些公式，磁通密度变化取最大值（通过r ），即可得到非常有用的关于r 的电压相关方程式

2(1)(2ON PK e V D N r B A f ?=+????适用于所有拓扑） (1-43)

所以若无材料的磁导率、磁隙等信息，只要已知磁芯面积Ae 与其磁通密度变换范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁芯，不管有无磁隙，磁通

密度变化都不能超过0.3T 。所以求解N 为（一次绕组匝数）

4321300.5n 1+)38.250.520.3 3.54104010p -?=?=?????（匝 (1-44) 则28V 输出的二次绕组匝数为

38.2510.573.62

p s n n n ===匝 (1-45) 分别取整数为40匝和11匝。 1.4.5气隙设计

最后，必须要考虑到材料的磁导率，L 与磁导率相关的方程有

21()o e e A L N H z l μμ=??

(1-46) 其中，z 为气隙系数

e g e l l z l μ+=

(1-47)

求得 74

2232112000410 3.5410()()401.181012.310

o e e A z N L l μμπ----????=??=???? (1-48)

所以

9.81z = (1-49) 最后，求解气隙长度

12.32000

9.810.5412.3g g l z l m m +?==?=

(1-50) 1.5主电路器件的选择

1.5.1功率开关管的选择

功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为

12U 1i v i o u

U W U U W D =+=-

1(1) 1.25 2.76 3.45PK LR I I A r

=+?=?= 功率管选用IRF840(8A ／500V)。

1.5.2副边整流二极管的选择 整流二极管D 承受的电压应力和电流应力分别为

012

i D U U U K =+ lpk pk I nI =

整流二极管选用MBR10100G(100V/10A)。

1.5.3输出滤波电容的选取

输出滤波电容为

58%s T C K R

≥ 式中，K ％为纹波率、R 为负载电阻，输出滤波电容选用220uF 的电解电容。

1.5.4钳位电路设计

2

max 22

()lk p DS i reset L I C U U U =-- 根据公式(1—16)来计算吸收电阻R 的值， R 上的功耗基本为漏感能量通过电容转化而来，功耗值为

max 12

R lk p P L I f = 由于二极管D 和电容C 均有功耗，电阻R 的功耗按计算值的一半来考虑。

二极管D 上通过的峰值电流ID=Ipk=3.45A ，所以选用肖特基二极管

MUR1560(15A/600v)。

二．控制电路工作原理及设计

2.1电流控制技术原理

电流控制技术原理图，如图2-1所示，图中A 为误差放大器，N 为PWM 比较器，Uref 为参考电压，采用恒频时钟脉冲置位锁存器，输出脉冲，以驱动功率管导通，使电源回路的电流增大。电源输出电压Uo 与参考电压Uref 比较放大后，得到误差电压Ue 。当电流在采样电阻Rs 上的幅度达到Ue 时，脉宽比较器的状态翻转，锁存器复位，驱动撤除，功率管截止。这样逐个检测和调节电流脉冲就可以达到控制电源输出的目的。

图2-1 电流控制技术原理图

电流控制技术与传统的电压控制技术相比，在电路结构上增加了一个电感电流反馈，此电流反馈就作为PWM的斜坡函数，因此不再需要锯齿波(或三角波)发生器。反馈的电感电流，其电流变化率di/dt直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化，电压反馈回路中误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接去控制功率开关通断的占空比，使功率开关的峰值电流受电流给定信号控制。

2.2电流控制型脉宽调制器UC3845

2.2.1 UC3845内部方框图

UC3845系列芯片的内部方框图，如图2-2所示。

图2-2 UC3845内部方框图

1脚为误差放大输出，并可用于环路补偿；2脚是误差放大器的反相输入；3脚是电流取样端，通常通过一个正比于电感器电流的电压接到这个输入，脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通；4脚为RT/CT端，通过将电阻RT连至Vref

并将CT 连至地，使得振荡器频率可调；5脚为接地端；6脚为输出端，输出开关频率为振荡器的一半；7脚为Vcc 端；8脚为参考输出，它经RT 向电容CT 提供充电电流，可提供大电流图腾柱输出，输出电流达1A 。

2.2.2 UC3845功能介绍

（1）过压保护和欠压锁定

当工作电压Vcc 大于36V 时，稳压二极管稳压，使内部电路在小于36V 下可靠工作；而当欠压时，有锁定功能。在输入电压U 小于开启电压阀值时，整个电路耗电lmA ，降压电阻功耗很小。此芯片采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用，正电源端和参考输出各由分离的比较器监视，每个都具有内部的滞后，以防止通过它们各自的门限时产生错误输出动作。

（2）振荡频率的设置

如图3.2所示，UC3835芯片8脚和4脚之间接RT ，4脚和5脚之间接CT ，8脚5V 基准电源经RT 给定时电容CT 充电，U 振荡器工作频率f 为

1.72orc T r

f R C =

(2-1 ) (3)误差放大器的补偿

UC3845的误差放大器同相输入端接在内部+2．5V 基准电压上，反相输入端接受外部控制信号，其输出端可外接RC 网络，然后接到反相输入端，在使用过程中，可改变R 、C 的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应。

(4)电流检测和限制

电流检测电路，如图3-3所示。正常运行时，检测电阻K 的峰值电压由内部误 差放大器控制，满足式(2-2)。 (1) 1.43pin pk S V V I R -=

(2-2)

图2-3 电流检测与限制

(1)pin V 为误差放大器输出电压、pk I 为检测电流。UC3845内部电流测定比较器

反向输入端箝位电压为lV ，最大限制电流(max)1pk S

V I R 。在RS 和3脚之间，常用R 、C 组成一个滤波器，用于抑制功率管开通时产生的电流尖峰，其时间常数近似等 于电流尖峰持续时间(通常为几百纳秒)。

（5）内部锁存器

UC3845内部设置有PWM 锁存器，加入锁存器可以保证在每个振荡周期仅输出一个控制脉冲，防止噪声干扰和功率管的超功耗。

（6）图腾柱输出

UC3845的输出级为图腾柱式输出电路，输出晶体管的平均电流为±200mA ，最大峰值电流可达4-1A ，由于电路有峰值电流自我限制的功能，所以不必串入电流限制电阻。

（7）驱动电路

UC3845的输出能提供足够的漏电流和灌电流，非常适合驱动N 沟道MOS 功率 晶体管，图2-4(a)为直接驱动N 沟道MOS 功率管的电路，此时UCl84X 和MOSFET 之间不必进行隔离。若需隔离可采用图2-4(b)所示的隔离式MOSFET 的驱动电路。

图2-4 驱动电路

2.3基于UC3845的控制电路设计

控制电路原理图如图2-5所示。稳压管VZ2和电阻R3是为了防止脉冲信号电压过高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压，选取15V 的稳压管，电阻R3=20k 。电阻R11和电容C13组成RC 滤波器对6脚输出的脉冲电压进行滤波，所以R11=20欧姆，C13=4700pF 。

2.3.1开关频率计算

如图2-5所示，UC3844的脚8与脚4间电阻R8及脚4的接地电容C17决定了芯片内部的振荡频率，由于UC3844内部有个分频器，所以驱动MOSFET 功率开

图2-5 驱动电路原理图

关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半。本实验设计的电路频率为40KHz，则UC3845的振荡器工作频率为80KHZ。电阻R8一般取10k，则电容C17由式2-1计算可得为2.15nF。电容C18取为0.1uF。

2.3.2保护电路设计

如图2-5所示,电源电压过压时，2脚电压将会增大，当增大到一定值后，UC3845将会关断PWM波，即让6脚输出为0，MOS管Q1关断，电源电压自然就会下降，下降到一定程度后，反馈电压VFB也同时变小，这样UC3845的6脚又开始输出PWM波，控制MOS管的开通关断，使电压维持在12V左右。

MOSFET功率开关管的源极所接的R6是电流取样电阻，变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3844的脚3，构成电流控制闭环。当负载短路或过流时，通过MOS管的电流增大，则取样电阻R6上的电压也会升高，当三脚的电压高于1V时，电流采样比较器输出高电平使PWM锁存器置0而使输出封锁，从而达到保护的效果。若故障消失，下一个时钟脉冲到来时将使PWM 锁存器自动复位。由于MOS管开通关断时，有可能产生电流尖峰，并传递到UC3845的3脚，为防止UC3845误保护，我们在R6上并联一个RC滤波电路，其中R5=1K，C14=470pF，这样就可以滤除电流尖峰，防止误保护。

。

由式1-35知，峰值电流为3.45A，则R6取0.3/5W

三．反馈电路工作原理及设计

反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器PC817二极管-三极管上的电流变化取控制UC3845，调节占空比，达到稳定输出电压的目的。电路核心器件PC817和TL431。图3-1所示为反馈电路原理图,输出经过TL431反馈并将误差放大，TL431阴阳极间电压变化，引起流过光耦PC817发光部分的电流变化，而处于电源高压边的光耦感光部分得到反馈电压，用来调整的UC3845控制器输出的PWM 波的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。

图3-1 反馈电路原理图

3.1反馈电路工作原理

当输出电压有变大趋势时，经两电阻R13和WR1分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器的反向输入端)的电压升高，与TL431内部的基准参考电压2.5V 作比较，使得TL431阴阳极间电压Vka降低，进而光耦二极管的电流If变大，于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。UC3845在接受这个变大反馈电压后，与其内部的基准电压进行比较后导致脚1的电平变低，经过内部电流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高，PWM锁存器复位，或非门输出变低，于是关断开关管，使得脉冲变窄，缩短MOSFET功率管的导通时间，于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小，使输出电压Vo降低。反之亦然，总的效果是令输出电压保持恒定，不受电网电压或负载变化的影响，达到了实现输出闭环控制的目的。

3.2反馈电路设计

3.2.1稳压器TL431

TL431采用DIP-8或TO-92封装形式，引脚排列分别如图3-2所示。3个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。图中，A为阳极，使用时需接地；K为阴极，需经限流电阻接正电源；UREF是输出电压UO的设定端，外接电阻分压器；NC为空脚。

图3-2 TL431封装图及等效电路图

由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的2.5V 基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近Uref （2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1到100mA 变化。

前面提到TL431的内部含有一个2.5V的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图3-3所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若Vo增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时 Vo=(1+R1/R2)Vref。

图3-3 TL431典型应用电路

选择不同的R1和R2的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1mA。

3.2.2光电耦合器

此处选用光电耦合器PC817，PC817是常用的线性光耦，具有上下级电路完全隔离的作用，相互不产生影响，其有如下特点:

（1）输入和输出之间的隔绝电压高:5000V

（2）电流传输比 CTR:IF=5mA,VCE=5V时最小值为50%

（3）紧凑型双列直插封装

PC817光电耦合器不但可以起到反馈作用还可以起到隔离作用。其内部框图如图3-4所示。

图3-4 PC817等效电路图

当输入端加电信号时，发光器发出光线，照射在受光器上，受光器接受光线后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“光-电-光”的转换。普通光电耦合器只能传输数字信号（开关信号），不适合传输模拟信号。线性光电耦合器是一种新型的光电隔离器件，能够传输连续变化的模拟电压或电流信号，这样随着输入信号的强弱变化会产生相应的光信号，从而使光敏晶体管的导通程度也不同，输出的电压或电流也随之不同。

3.3参数选择

TL431参考输入端的电流参考值为2uA，为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响，通常取流过电阻R13的电流为参考输入端电流的100倍以上，根据公式4-1计算，取R13的值为10k

R13<=2.5V/200uA=12.5K （3-1）根据TL431的特性，R13、WR1、Uo、Uref有固定的关系：

1 [1]*

13ref

WR

U U

R

=+（3-2）

则，

13

1()*

O ref

ref

R

WR U U

U

=-（3-3）

上式中，Uref为2.5V，Uo为28V，根据（3-3）式计算得出WR1=102k。

为了取得合适的R11值，首先根据PC817的Uce与Ic关系曲线确定PC817二极管正向电流If。UC3845的误差放大器输出电压摆幅0.8V

PC817的电流传输比CTR=0.8～1.6，按公式4-4计算得出通过PC817内部发光二级管的最小电流为：

min

5

6.25

0.8

c

f I mA

I mA

CTR

===（3-4）