高频丙类功率放大电路的设计_孙霄霄
《高频电子技术》课件第7章
从上面的分析我们想到：
（1）要求 iC (t)较大时 U C (t)较小，意味着 UC (t)的最小值要 达到 0。实际上它是不能达到 0 的，因为它不能小于晶体管的饱 和电压 UCES。我们可以将 U C (t)的最小值设计为 UCES，它的值通 常很小（小于 1V）。
（2）要求 U C (t)较大时 i C (t)=0，意味着 i C (t)脉冲的持续时 间越短越好。i C (t)脉冲的持续时间是用导通角来表示的。
=C21/2
可见，放大器输出功率由i c ( t )中的基波分量和谐振负载决定。
利用式(7.8)可计算出放大器晶体管集电极耗散功率Pc
Pc
Ps
Po
Ec Ic0
RI
2 c1
2
式 (7.9)、(7.12)和(7.13)就是功率放大器各处的功率关系。
7.2.3 效率 由于Pc>0，因此Po<Ps
产生的非线性失真分量，不应该输出到负载中产生相应的
电压。
显然采用调谐于信号频率f的谐振负载（在频率f附近呈现纯 电阻性阻抗R，而在直流（f=0 近于0的阻抗）可让基波分量在负载上产生电压，而直流和 其他谐波分量不在负载上产生电压。由于谐波频率为基波频 率f的整数倍，最低谐波频率为2f，远离谐振负载的谐振频 率，达到上述要求的谐振负载是比较容易实现的。
高频实验：丙类功率放大器设计实验报告南昌大学
高频实验：丙类功率放大器设计
一、实验目的
1.了解丙类功率放大器的基本工作原理，掌握丙类放大器的调谐特性以及负载改变时的动态特性。
2.了解高频功率放大器丙类工作的物理过程以及当激励信号变化对功率放大器工作状态的影响。
3.比较甲类功率放大器与丙类功率放大器的特点
4.掌握丙类放大器的计算与设计方法。
二、实验内容
1.观察高频功率放大器丙类工作状态的现象，并分析其特点
2.测试丙类功放的调谐特性
3.测试丙类功放的负载特性
4.观察激励信号变化、负载变化对工作状态的影响
三、实验原理
放大器按照电流导通角θ的范围可分为甲类、乙类、丙类及丁类等不同类型。
功率放大器电流导通角 越小，放大器的效率 越高。
甲类功率放大器的o 180＝ ，效率 最高只能达到50%，适用于小信号低功率放大，一般作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。
非线性丙类功率放大器的电流导通角o 90 ，效率可达到80%，通常作为发射机末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。
特点：非线性丙类功率放大器通常用来放大窄带高频信号(信号的通带宽度只有其中心频率的1％或更小)，基极偏置为负值，电流导通角o 90 ，为了不失真地放大信号，它的负载必须是LC谐振回路。
四、实验仿真原理图
五、实验仿真结果
结果说明：
CH1波形为输入波形，CH2波形为经1M选频网络之后的波形，形成2倍频。
高频丙类谐振功率放大原理
• 高频功率放大器常用的有源器件是：晶体管、场效 应管和电子管，输出功率在1KW以下的功率管常采 用晶体管；而对1KW以上的则主要采用电子管，本 章主要讨论晶体管谐振功率放大器，共工作原理亦 适用于其他器件的谐振功率放大器。
• 高频功率放大器的主要特点是：工作于大信号的非 线性状态，用解析法分析较困难，故工程上普遍采 用近似的分析方法——折线法来分析其原理和工作 状态。
其中各次谐波分量的振 幅为 :（区间 － ， ）
1
Ic0 2
－ iC d t iC max 0 ( )
1
I c1m 2
－ iC cos td t iC max 1 ( )
1
I cnm 2
－ iC cos n td t iC max n ( )
ic icmax
/2
C
L
RL
ui
4、谐振回路作负载可以滤 除高频脉冲电流iC中的谐波 分量，同时实现阻抗匹配。
UBB
UCC
4.2.2 工作原理及性能指标
ic
一、特性曲线的折线化：
忽略高频效应----按照低频特性分析；
忽略基区宽变效应----输出特性水平、 平行、等间隔；
0
输出特性
uCE
忽略管子结电容、载流子基区渡跃时间； 输 ib
静
忽略穿透电流----截止区ICEO=0；
入 特
分析与计算大大简化，但误差也大；
性
特 Байду номын сангаас 曲
0 UD
uBE
线
理论分析与计算只是为电路参数的选择
与调整提供依据与指导，实际电路工作时需 转 ic
gm
的 折
要调整。
移 特
线
高频丙类功率放大器设计制作
2. 直流馈电电路
串馈：电源、功率管、负载回来串联 集电极馈电电路
并馈：电源、功率管、负载回来并联
自给偏置：负电压
基极偏置电路
电源分压偏置：正电压（小于导通电压）
三、设计流程及参数计算
3. 滤波匹配网络 谐振回路（滤除集电极电流中的谐波成分；提供功率管所 需的最佳负载电阻），起到滤波和匹配的双重作用，因此又称 为滤波匹配网络。 主要要求： （1）进行有效的阻抗变换，将实际负载电阻RL变换成放 大器要求的最佳负载电阻Re，使放大器工作在临界状态。 （2）抑制谐波能力强，有效滤除不需要的高次谐波。 （3）本身的固有损耗尽可能小。 功率管与负载 阻抗匹配 功率管与前级放大器
功率管与负载阻抗匹配功率管与前级放大器三设计流程及参数计算参考电路三设计流程及参数计算三设计流程及参数计算四参数计算4阻抗匹配三设计流程及参数计算四参数计算4阻抗匹配四总体参考电路原理图四总体参考电路pcb五实物展示六调试及指标参数测量指标参数测量静态测试前后两级放大器三极管各极对地电压
实验三
高频丙类功率放大器设计
因此，一般都采用LC选频网络作为负载。为提高效率，常工
作在丙（C）类。
一、相关背景
由于谐振网络频率调节比较困难，因此谐振功率放大器主 要用来放大固定频率信号或中心频率固定的窄带信号，所以谐 振功率放大器也称为窄带高频功率放大器。 对于多频道通信系统和相对带宽较大的高频设备，可采用 以传输线变压器作为负载的宽带高频功率放大器。
三、设计流程及参数计算
参考电路
三、设计流程及参数计算
三、设计流程及参数计算
三、设计流程及参数计算
（四）参数计算 （4）阻抗匹配 L型
三、设计流程及参数计算
（四）参数计算 （4）阻抗匹配 π型和T型
丙类放大器的课程设计
丙类放大器的课程设计一、课程目标知识目标：1. 学生能理解丙类放大器的基本工作原理，掌握其电路组成及功能。
2. 学生能描述丙类放大器的特点，了解其在实际应用中的优缺点。
3. 学生掌握丙类放大器输出功率、效率的计算方法，并能运用相关公式进行计算。
技能目标：1. 学生能运用所学知识，正确搭建丙类放大器的电路，并进行调试。
2. 学生能够通过实验，观察丙类放大器的工作状态，分析实验数据，提出改进措施。
3. 学生能运用仿真软件，模拟丙类放大器的工作过程，进一步优化电路设计。
情感态度价值观目标：1. 学生在课程学习中，培养对电子技术的兴趣，提高学习积极性。
2. 学生通过团队合作，培养沟通协作能力，增强团队意识。
3. 学生在学习过程中，关注电子技术在实际应用中的环保、节能问题，树立社会责任感。
课程性质：本课程为电子技术课程的一部分，侧重于实践操作和理论知识的结合。
学生特点：学生为高中二年级学生，具有一定的电子技术基础，对实践操作感兴趣。
教学要求：结合学生特点，注重理论与实践相结合，提高学生的实际操作能力，培养学生的创新意识和团队协作能力。
通过本课程的学习，使学生能够掌握丙类放大器的相关知识，为后续深入学习电子技术打下基础。
二、教学内容本课程教学内容主要包括以下三个方面：1. 丙类放大器的基本原理：- 放大器分类及丙类放大器的工作原理；- 丙类放大器的电路组成及其功能；- 丙类放大器的工作状态及其特点。
2. 丙类放大器的性能分析：- 输出功率、效率的计算方法；- 丙类放大器的非线性失真及其影响；- 丙类放大器的稳定性分析。
3. 丙类放大器的应用与实验：- 丙类放大器在实际应用中的优缺点；- 搭建丙类放大器电路，进行调试和性能测试；- 利用仿真软件模拟丙类放大器工作过程，优化电路设计。
教学内容安排与进度：1. 第1课时：介绍放大器分类及丙类放大器的基本原理；2. 第2课时：分析丙类放大器的电路组成及其功能；3. 第3课时：讲解丙类放大器的工作状态、特点及性能分析；4. 第4课时：进行丙类放大器电路的搭建与调试；5. 第5课时：利用仿真软件进行丙类放大器电路设计与优化。
高频实验三 高频丙类谐振功率放大器实验报告
实验三 高频丙类谐振功率放大器实验一、 实验目的1. 进一步掌握高频丙类谐振功率放大器的工作原理。
2. 掌握丙类谐振功率放大器的调谐特性和负载特性。
3. 掌握激励电压、集电极电源电压及负载变化对放大器工作状态的影响。
4. 掌握测量丙类功放输出功率，效率的方法。
二、实验使用仪器1. 丙类谐振功率放大器实验板2. 200MH 泰克双踪示波器3. FLUKE 万用表4. 高频信号源5. 扫频仪（安泰信） 三、实验基本原理与电路 1.高频谐振功率放大器原理电路高频谐振功率放大器研究的主要问题是如何获得高效率、大功率的输出。
放大器电流导通角θ愈小，放大器的效率η愈高。
如甲类功放的θ＝180，效率η最高为50％，而丙类功放的θ＜90°，效率η可达到80％。
谐振功率放大器采用丙类功率放大器，采用选频网络作为负载回路的丙类功率放大器称为高频谐振功率放大器。
iR L高频谐振功率放大器电压和电流关系在集电极电路中，LC 振荡回路得到的高频功率为ecme m c cm m c R U R I U I P 22110212121===集电极电源E C 供给的直流输入功率为0C C E I E P =集电极效率ηC 为输出高频功率P o 与直流输入功率P E 之比，即CC cmm c E C E I U I P P 01021==η静态工作点、输入激励信号幅度、负载电阻，集电极电源电压发生变化，谐振功率放大器的工作状态将发生变化。
如图3-3所示，当C 点落在输出特性(对应u BEmax 的那条)的放大区时，为欠压状态；当C 点正好落在临界点上时，为临界状态；当C 点落在饱和区时，为过压状态。
谐振功率放大器的工作状态必须由集电极电源电压E C 、基极的直流偏置电压E B 、输入激励信号的幅度U bm 、负载电阻R e 四个参量决定，缺一不可，其中任何一个量的变化都会改变C 点所处的位置，工作状态就会相应地发生变化。
实验 丙类高频谐振功率放大器
实验 丙类高频谐振功率放大器利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器，它是无线电发射机中的重要单元电路。
根据放大器中晶体管工作状态的不同或晶体管集电极电流导通角θ的范围可分为甲类、甲乙类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。
电流导通角θ越小，放大器的效率η越高。
如甲类功放的θ=1800，效率η最高也只能达到50%，而丙类功放的θ<900，其效率η可达85%。
甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器，丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。
本次实验主要研究以甲类谐振功率放大器为推动级，以丙类谐振功率放大器为末级的混合功率放大器。
一、实验目的1、熟悉丙类高频功率放大器的工作原理，初步了解工程估算的方法。
2、学习丙类高频谐振功率放大器的电路调谐及测试技术。
3、研究丙类高频谐振功率放大器的调谐特性和负载特性。
4、理解基极偏置电压、集电极电源电压、激励电压对放大器工作状态的影响。
5、了解丙类高频谐振功率放大器的设计方法。
二、实验仪器1、高频实验箱 1台2、高频信号发生器 1台3、双踪高频示波器 1台4、扫频仪 1台5、万用表 1块6、高频功率放大器实验板 1块 三、预习要求1、复习高频谐振功率的工作原理及四种特性。
2、分析实验电路，理解各元件的作用及各组成部分的工作原理。
四、实验内容1、电路调谐及调整(调谐技术)。
2、静态测试(测试静态工作点)。
3、动态测试(研究负载特性)。
五、实验原理实验电路如图2-1所示，它是由两级小信号谐振放大器组成的推动级和末级丙类谐振功率放大器构成，其中VT1和VT2组成甲类功率放大器，晶体管VT3组成丙类谐振功率放大器，这两类功率放大器的应用十分广泛，下面简要介绍它们的工作原理及基本计算方法。
(一)、甲类功率放大器 1、静态工作点如图2-1所示，晶体管VT1组成甲类功率放大器，工作在线性放大状态。
其中R 1和R 2为基极偏置电阻；R 5为直流负反馈电阻；它们共同组成分压式偏置电路以稳定放大器的静态工作点。
毕业设计（论文）-丙类谐振功率放大器设计.doc
摘要利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器，这是无线电发射机中的重要组成部分。
根据放大器电流导通角θ的范围可分为甲类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。
电流导通角θ愈小，放大器的效率η愈高。
如甲类功放的θ=180，效率η最高也只能达到50%，而丙类功放的θ< 90º，效率η可达到80%，甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。
丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。
关键词：丙类谐振功率放大器；谐振功率放大器；高频放大器目录引言 (2)1 谐振功率放大器 (3)1.1定时系统 (3)1.1.1 举例 (3)1.1.2 定时器的结构 (5)1.1.3 TMOD (6)1.2 引脚工作原理 (7)1.2.1 P1端口的结构和工作原理 (7)1.2.3 P3端口的结构和工作原理 (9) (9)2 电路设计与制作电路板 (11)2.1 电路设计 (12)2.1.1电路原理图 (12)2.2.1 画PCB图 (12)2.2.2 制作电路板 (14)3 系统软件设计 (14)4 电路的调试 (27)4．1 显示日期和时间 (27)4.2 闹铃功能 (27)5 结论 (27)谢辞 (28)参考文献 (29)引言本论文是丙类谐振功率放大器的一个应用实例。
并简要的介绍了丙类谐振功率放大器的工作原理。
动态特性和电路组成。
在通信系统中，高频功率放大电路作为发射机的重要组成部分，用于对高频已调波信号进行功率放大，然后经天线将其辐射到空间，所以要求输出功率很大。
功率放大电路是一种能量转换电路，即将直流电源能量转换为输出信号能量，同时必然有一部分能量损耗。
从节省能量的角度考虑，效率显得更加重要。
因此，高频功放常采用效率较高的丙类工作状态。
同时，为了滤除丙类工作是产生的众多高次谐波分量，常采用LC谐振回路作为选频网络，故称为丙类谐振功率放大电路。
丙类谐振功率放大电路(精)
丙类谐振功率放大电路3.1 概述3.2 丙类谐振功率放大与低频功率放大电路一样, 输出功率,效率和非线性失真同样是高频功率放大电路的三个最主要的技术指标.不言而喻, 安全工作仍然是首先必须考虑的问题.在通信系统中, 高频功率放大电路作为发射机的重要组成部分, 用于对高频已调波信号进行功率放大, 然后经天线将其辐射到空间, 所以要求输出功率很大.输出功率大, 从节省能量的角度考虑, 效率更加显得重要.因此, 高频功放常采用效率较高的丙类工作状态, 即晶体管集电极电流导通时间小于输入信号半个周期的工作状态. 同时, 为了滤除丙类工作时产生的众多高次谐波分量, 采用LC谐振回路作为选频网络, 故称为丙类谐振功率放大电路.显然,谐振功放属于窄带功放电路.对于工作频带要求较宽, 或要求经常迅速更换选频网络中心频率的情况, 可采用宽带功率放大电路.宽带功放工作在甲类状态, 利用传输线变压器等作为匹配网络, 并且可以采用功率合成技术来增大输出功率.本章着重讨论丙类谐振功放的工作原理,动态特性和电路组成, 对于甲类和乙类谐振功放的性能指标也作了适当介绍, 接着再讨论高频宽带功率放大电路, 最后给出了集成高频功率放大电路的一些实例.3.2丙类谐振功率放大电路3.2.1 工作原理图3.2.1是谐振功率放大电路原理图.假定输入信号是单频正弦波, 输出回路调谐在输入信号的相同频率上. 根据基尔霍夫电压定律, 可得到以下表达式:uBE=VBB+ub=VBB+Ubmcosωt (3.2.1)uCE=VCC+uc=VCC-Ic1mR∑cosωt=VCC-Ucmcosωt (3.2.2)其中ub和uc分别是输入信号和输出信号,R∑是回路等效总 PD=VCCIC0 (3.2.3)Po= Ic1mUcm=η=PC=PD-Po从公式(3.2.1)～(3.2.5)可知, 如果要增大输出功率, 在回路等效总电阻不变的情况下, 需增大Ic1m, 当器件确定时, 就是要增大输入信号振幅Ubm;如果要提高效率, 需增大Ic1m或减小IC0(减小IC0即减小集电极功耗, 通过降低静态工作点可以实现).所以, 增大输入信号振幅和降低静态工作点是实现大功率高效率的两条重要途径.图3.2.2是三种不同静态工作点情况时晶体管转移特性分析.其中QA,QB和QC分别是甲类,乙类和丙类工作时的静态工作点.在甲类工作状态时, 为保证不失真, 必须满足Ic1m≤I C0, 又Ucm≤VCC(忽略晶体管饱和压降), 所以由公式(3.2.5)可知, 最高效率为50%.在乙类工作状态时, 集电极电流是在半个周期内导通的尖顶余弦脉冲, 可以用傅氏级数展开为:iC=IC0+Ic1mcos 2ω0t+Ic2mcos2ω0t+…=其中ICm是尖顶余弦脉冲的高度, 即集电极电流最大值.由此可求得在Ucm=VCC时的最高效率η=在图3.2.2中, 随着基极偏置电压VBB逐渐左移, 静态工作点逐渐降低, 晶体管的工作状态由甲类,乙类而进入丙类.由刚才的分析可知, 乙类的效率确实高于甲类.功率放大电路是大信号工作, 而在大信号工作时必须考虑晶体管的非线性特性, 这样将使分析比较复杂.为简化分析, 可以将晶体管特性曲线理想化, 即用一条或几条直线组成折线来代替, 称为折线近似分析法.图3.2.3是将晶体管转移特性折线化, 由此来分析丙类工作状态的有关参数.图 3.2.3 丙类状态转移特性分析由图3.2.3可以得到集电极电流iC的分段表达式:iC=g(uBE-Uon) uBE≥Uon0 uBE如果将输入信号在一个周期内的导通情况用对应的导通角度2θ来表示, 则称θ为导通角.可见, 0°≤θ≤180°.在放大区, 将式(3.2.1)代入式(3.2.6), 可以得到:iC=g(VBB+Ubmcosωt-Uon)当ωt=θ时, iC=0, 由式(3.2.7)可求得:θ=arccos (3.2.8)当ωt=0时, iC=ICm, 由式(3.2.7)和(3.2.8)可求得:gUbm=ICm/(1-cosθ) (3.2.9)所以, 式(3.2.7)可写成:iC=gUbm从集电极电流iC的表达式可以看出, 这是一个周期性的尖顶余弦脉冲函数, 因此可以用傅里叶级数展开, 即iC=IC0+Ic1mcosωt+Ic2mcos 2ωt+…+Icnmcos nωt+….由于iC是ICm和θ的函数, 所以它的各次谐波的振幅也是ICm和θ的函数, 若ICm固定, 则只是θ的函数, 通常表示为:IC0=ICmα0(θ), Ic1m=ICmα1(θ), Ic2m=ICmα2(θ), … (3.2.11) 其中α0(θ), α1(θ), α2(θ), …被称为尖顶余弦脉冲的分解系数.图3.2.4给出了θ在0°～180°范围内的分解系数曲线和波形系数曲线.波形系数g1(θ)=若定义集电极电压利用系数ξ=UcmVCC, 可以得到集电极效率和输出功率的另一种表达式:由图3.2.4可以看出, α1(90°)=α1(180°)=0.5, 这两种情况分别对应于乙类和甲类工作状态, 均比丙类(θ分析式(3.2.12), (3.2.13)可知, 增大ξ和g1的值是提高效率的两个措施, 增大α1是增大输出功率的措施.然而图3.2.4告诉我们, 增大g1与增大α1是互相矛盾的.导通角θ越小, g1越大, 效率越高, 但α1却越小, 输出功率也就越小.所以要兼顾效率和输出功率两个方面, 选取合适的导通角θ.若取θ=70°, 此时的集电极效率可达到85.9%, 而θ=120°时的集电极效率仅为64%左右.因此, 一般以70°作为最佳导通角, 可以兼顾效率和输出功率两个重要指标.例3.1在图3.2.3中, 若Uon=0.6 V, g=10mA/V, ICm=20mA, 又VCC=12V, 求当θ分别为180°, 90°和60°时的输出功率和相应的基极偏压VBB, 以及θ为60°时的集电极效率.(忽略集电极饱和压降)解: 由图3.2.4可知:α0(60°)=0.22,α1(180°)=α1(90°)=0.5, α1(60°)=0.38因为 Ucm=VCC=12V所以, 当甲类工作时(θ=180°), 根据式(3.2.11), (3.2.4),Ic1m=0.5×20=10mA,Po= ×10×12=60 mWVBB=0.6+ =1.6 V当乙类工作时(θ=90°),Ic1m=0.5×20=10mA, Po= ×10×12=60mWVBB=0.6V当丙类工作时(θ=90°),Ic1m=0.38×20=7.6mA,Po= ×7.6×12=45.6mWIC0=0.22×20=4.4mA, η= ×由式(3.2.9)可知:Ubm=所以由式(3.2.8)可求得:VBB=Uon-Ubmcosθ=Uon-=0.6- =-1 4 V2.2性能分析若丙类谐振功放的输入是振幅为Ubm的单频余弦信号, 那么输出单频余弦信号的振幅Ucm与Ubm有什么关系 Ucm的大小受哪些参数影响式(3.2.1), (3.2.2)和(3.2.6)分别给出了谐振功放输入回路, 输出回路和晶体管转移特性的表达式.由这些公式可以看出, 当晶体管确定以后, Ucm的大小与VBB,VCC,R∑和Ubm四个参数有关.利用图3.2.5所示折线化转移特性和输出特性曲线, 借助以上三个表达式, 我们来分析以上两个问题.在分析之前, 让我们先确定动态线的情况.在输出特性图中, 表示输出电压uCE随集电极电流iC变化的轨迹线称为动态线, 又称为交流负载线.由于谐振功放的负载是选频网络, 故输出交流电压uc必然是一个完整的余弦信号.由图3.2.5可以看到, 截止区和饱和区内的动态线分别和输出特性中截止线和临界饱和线重合(其中临界饱和线斜率为gcr), 而放大区内的动态线是一条其延长线经过Q点的负斜率线段AB. 放大区内动态线AB的表达式可用以下步骤求出.由式(3.2.1)和(3.2.2)可写出:代入式(3.2.6), 经过整理可得到动态线表达式:iC=-gd(uCE-V0)其中由图(3.2.5)可以写出斜率值gd的另一种形式:gd=因为Ic1m=ICmα1(θ), R∑=所以Rd= (3.2.14)1 负载特性若VBB,VCC和Ubm三个参数固定, R∑发生变化, 动态线,Ucm以及Po,η等性能指标会有什么变化呢这就是谐振功放的负载特性.由图3.2.6可知, VBB和VCC固定意味着Q点固定, Ubm固定进一步意味着θ也固定.根据式(3.2.14), 放大区动态线斜率将仅随R∑而变化.图中给出了三种不同斜率情况下的动态线.动态线A1B1的斜率最大,即对应的负载R∑最小, 相应的输出电压振幅Ucm1也最小, 晶体管工作在放大区和截止区.图 3.2.6 三种不同斜率情况下的动态线及波形分析动态线A2B2的斜率较小,与特性曲线相交于饱和区和放大区的交点处(此点称为临界点), 相应的输出电压振幅Ucm2增大, 晶体管工作在临界点,放大区和截止区.动态线A3B3的斜率最小, 即对应的负载R∑最大, 相应的输出电压振幅Ucm3比Ucm2略为增大, 晶体管工作在饱和区, 放大区和截止区.根据输出电压振幅大小的不同, 这三种工作状态分别称为欠压状态,临界状态和过压状态, 而放大区和饱和区又可分别称为欠压区和过压区.注意, 在过压状态时, iC波形的顶部发生凹陷, 这是由于进入过压区后转移特性为负斜率而产生的.图3.2.7 给出了负载特性曲线.参照图3.2.6和式(3.2.3)～(3.2.5), 对于图3.2.7中各参数曲线随R∑变化的规律将很容易理解.由图3.2.7可以看到, 随着R∑的逐渐增大, 动态线的斜率逐渐减小, 由欠压状态进入临界状态, 再进入过压状态.在临界状态时, 输出功率Po最大, 集电极效率η接近最大, 所以是最佳工作状态.2 放大特性若VBB,VCC,R∑三个参数固定, 输入Ubm变化, 此时输出Ucm以及Po,η等性能指标随之变化的规律被称为放大特性.图3.2.8是利用折线化转移特性分析丙类工作时iC波形随Ubm变化的关系, 并给出了Ucm,Ic1m和Ic0与Ubm的关系曲线. 由于Ubm的变化将导致θ的变化, 从而使输出特性欠压区内动态线的斜率发生变化, 所以利用输出特性分析放大特性不方便. 由图3.2.8可以看到, 在欠压状态时, Ucm随Ubm增大而增大, 但不成线性关系, 因为θ也会随之增大, 使iC脉冲的宽度和高度都随之增大.仅当处于甲类或乙类工作状态时, θ固定为180°或90°, 不会随Ubm的变化而变化, 此时Ucm与Ubm才成正比关系.在过压状态, 随着Ubm增加, Ucm几乎保持不变.3调制特性(1) 基极调制特性.参照图3.2.6和式(3.2.3)～(3.2.5), 对于图3.2.7中各参数曲线随R∑变化的规律将很容易理解.由图3.2.7可以看到, 随着R∑的逐渐增大, 动态线的斜率逐渐减小, 由欠压状态进入临界状态, 再进入过压状态. 在临界状态时, 输出功率Po最大, 集电极效率η接近最大, 所以是最佳工作状态.2 放大特性若VBB,VCC,R∑三个参数固定, 输入Ubm变化, 此时输出Ucm以及Po,η等性能指标随之变化的规律被称为放大特性.若VCC,R∑和Ubm固定, 输出电压振幅Ucm随基极偏压VBB变化的规律被称为基极调制特性. 由于VBB和ub是以串联迭加方式处于功放的输入回路, 所以VBB的变化与ub的振幅Ubm的变化对输出电流iC和输出电压振幅Ucm的影响是类似的, 可以将图3.2.9和图3.2.8(b)进行对照分析.基极调制的目的是使Ucm随VBB的变化规律而变化, 所以功放应工作在欠压状态, 才能使VBB对Ucm有 (2) 集电极调制特性.若VBB,R∑和Ubm固定, 输出电压振幅Ucm随集电极电压VCC变化的规律被称为集电极调制特性.图3.2.8是利用折线化转移特性分析丙类工作时iC波形随bm变化的关系, 并给出了Ucm,Ic1m和Ic0与Ubm的关系曲线. 由于Ubm的变化将导致θ的变化, 从而使输出特性欠压区内动态线的斜率发生变化, 所以利用输出特性分析放大特性不方便.由图3.2.8可以看到, 在欠压状态时, Ucm随Ubm增大而增大, 但不成线性关系, 因为θ也会随之增大, 使iC脉冲的宽度和高度都随之增大. 仅当处于甲类或乙类工作状态时, θ固定为180°或90°, 不会随Ubm的变化而变化,此时Ucm与Ubm才成正比关系.在过压状态, 随着Ubm增加, Ucm几乎保持不变.3调制特性(1) 基极调制特性.若VCC,R∑和Ubm固定, 输出电压振幅Ucm随基极偏压VBB变化的规律被称为基极调制特性.由于VBB和ub是以串联迭加方式处于功放的输入回路, 所以VBB的变化与ub的振幅Ubm的变化对输出电流iC和输出电压振幅Ucm的影响是类似的, 可以将图3.2.9和图3.2.8(b)进行对照分析.基极调制的目的是使Ucm随VBB的变化规律而变化, 所以功放应工作在欠压状态, 才能使VBB对Ucm有控制作用.(2) 集电极调制特性.若VBB, R∑和Ubm固定, 输出电压振幅Ucm随集电极电压VCC变化的规律被称为集电极调制特性.由图3.2.10(a)可以看到, VCC的变化使得静态工作点左右平移, 从而使欠压区内的动态线左右平移, 动态线的斜率不变. 由图 3.2.10(b)可以看到, 在欠压状态时, 当VCC改变时, Ucm几乎不变. 在过压状态时, Ucm随VCC而单调变化.所以, 此时功放应工作在过压状态, 才能使VCC时对Ucm有控制作用, 即振幅调制作用.4 小结根据以上对丙类谐振功放的性能分析, 可得出以下几点结论:(1) 若对等幅信号进行功率放大, 应使功放工作在临界状态, 此时输出功率最大, 效率也接近最大.比如对第7章将介绍的调频信号进行功率放大.(2) 若对非等幅信号进行功率放大, 应使功放工作在欠压状态, 但线性较差.若采用甲类或乙类工作, 则线性较好.比如对第6章将介绍的调幅信号进行功率放大.(3) 丙类谐振功放在进行功率放大的同时, 也可进行振幅调制.若调制信号加在基极偏压上, 功放应工作在欠压状态; 若调制信号加在集电极电压上, 功放应工作在过压状态.(4) 回路等效总电阻R∑直接影响功放在欠压区内的动态线斜率, 对功放的各项性能指标关系很大, 在分析和设计功放时应重视负载特性.例3.2某高频功放工作在临界状态, 已知VCC=18V, gcr=0.6 A/V, θ=60°, R∑=100Ω, 求输出功率Po,直流功率PD和集电极效率η.解: 由式(3.2.14)可求得:Rd=α1(60°)(1-cos 60°)×100=19 Ω所以 gd=由图3.2.6可以写出以下关系式:ICm=gcr(VCC-Ucm)=gdUcm(1-cos θ)故 Ucm=gc所以ICm=3.2.3直流馈电线路与匹配网络1. 直流馈电线路在高频功放的输入回路和输出回路应分别加上合适的直流偏压, 有关的直流馈电线路可分为串联馈电和并联馈电两种基本电路形式.前者是指晶体管,直流电源和回路三部分串联, 后者是指这三部分并联.但无论哪种电路形式, 直流偏压与交流电压总是串联迭加的, 假定交流电压是单频信号, 即满足uBE=VBB+Ubmcosωt, uCE=VCC-Ucmcosωt的关系式.(1) 集电极馈电线路.图3.2.11给出了集电极馈电线路的两种基本形式.由于集电极电流是脉冲形状, 包括直流,基频及各次谐波分量, 所以集电极馈电线路除了应有效地将直流电压加在晶体管的集电极与发射极之间外, 还应使基频分量流过负载回路产生输出功率, 同时有效地滤除高次谐波分量. 图中的高频扼流圈Lc和高频短路串联馈电方式的优点是Lc和Cc处于高频地电位, 它们对地的分布电容不会影响回路的谐振频率, 缺点是电容器C的动片不能直接接地, 安装调整不方便.而并联馈电方式的优缺点正好相反.由于Lc和Cc1不处于高频地电位, 它们对地的分布电容直接影响回路的谐振频率, 但回路处于直流地电位, L,C元件可接地, 故安装调整方便.(2) 基极馈电线路.基极馈电也有串馈与并馈两种形式, 但对于丙类谐振功放, 通常采用自给偏压方式.图3.2.12给出了几种基极馈电线路, 均为自给偏压形式. 在无输入信号时, 自给偏压电路的偏置为零. 随着输入信号的逐渐增大, 加在晶体管be结之间的偏置电压向负值方向增大.由此可见, 乙类功放不能采用自给偏压方式.2 匹配网络为了使谐振功放的输入端能够从信号源或前级功放得到有效的功率, 输出端能够向负载输出不失真的最大功率或满足后级功放的要求,在谐振功放的输入和输出端必须加上匹配网络.2 匹配网络为了使谐振功放的输入端能够从信号源或前级功放得到有效的功率, 输出端能够向负载输出不失真的最大功率或满足后级功放的要求, 在谐振功放的输入和输出端必须加上匹配网络. 匹配网络的作用是在所要求的信号频带内进行有效的阻抗变换(根据实际需要使功放工作在临界点, 过压区或欠压区), 并充分滤除无用的杂散信号. 第1章已介绍了几种基本LC选频匹配网络, 具体应用时为了产生良好的选频匹配效果, 常采用多节匹配网络级联的方式.例3.3 分析图例3.3所示工作频率为175 MHz的两级谐振功率放大电路的组成及元器件参数.解: 两级功放的输入馈电方式均为自给负偏压, 输出馈电方式均为并馈.此电路输入功率Pi=1W, 输出功率Po=12W, 信号源阻抗Rs=50 Ω, 负载RL=50Ω.其中第一级输出功率Po1=4W, 电源电压VCC=135 V.两级功放管分别采用3DA21A和3DA22A, 均工作在临界状态, 饱和压降分别为1V和15V.各项指标满足安全工作条件. 可以计算出各级回路等效总阻抗分别应该为:由于3DA21A和3DA22A的输入阻抗分别为R2=7 Ω和R4=5Ω, 故Rs≠R2,R1≠R4, R2≠RL, 即不满足匹配条件, 所以在信号源与第一级放大器之间,第一级放大器与第二级放大器之间分别加入T型选频匹配网络(C1,C2,L1和C3,C4,L2), 在第二级放大器与负载之间加入倒L型选频匹配网络(C5,L3,C6). 三个选频匹配网络的输入阻抗分别是R1,R3和R5.匹配网络中各电感与电容的值可根据相应的公式计算得出. 由于晶体管参数的分散性和分布参数的影响, C1～C6均采用可变电容器, 其最大容量应为计算值的2～3倍.通过实验调整, 最后确定匹配网络元件的精确值.电路中四个高扼圈的电感量为0.1μH～0.2 μH, 其中两个作为基极直流偏置的组成元件, 另外两个在集电极并馈电路中对iC中的高次谐波分量起阻挡作用, 并为集电极直流电源提供通路.高频旁路电容C7和C9的值均为0.05μF, 穿心电容C8和C10为1500pF, 它们使高次谐波分量短路接地.一般来说, 在400MHz以下的甚高频(VHF)段, 匹配网络通常采用第1章介绍的集总参数LC元件组成, 而在400 MHz以上的超高频(UHF)段, 则需使用分布参数的微带线组成匹配网络, 或使用微带线和LC元件混合组成.一般来说, 在400MHz以下的甚高频(VHF)段, 匹配网络通常采用第1章介绍的集总参数LC元件组成, 而在400MHz以上的超高频(UHF)段, 则需使用分布参数的微带线组成匹配网络, 或使用微带线和LC元件混合组成.微带线又称微带传输线, 是用介质材料把单根带状导体与接地金属板隔离而构成, 图3.2.13给出了结构示意图.微带线的电性能, 如特性阻抗,带内波长,损耗和功率容量等, 与绝缘基板的介电系数,基板厚度H和带状导体宽度W有关.实际使用时, 微带线是采用双面敷铜板, 在上面作出各种图形, 构成电感,电容等各种微带元件, 从而组成谐振电路, 滤波器以及阻抗变换器等.3.3 宽带高频功率放大电路与功率合成电路宽带高频功率放大电路采用非调谐宽带网络作为匹配网络, 能在很宽的频带范围内获得线性放大.常用的宽带匹配网络是传输线变压器, 它可使功放的最高频率扩展到几百兆赫甚至上千兆赫, 并能同时覆盖几个倍频程的频带宽度. 由于无选频滤波性能, 故宽带高频功放只能工作在非线性失真较小的甲类或乙类状态, 效率较低.所以, 宽带高频功放是以牺牲效率来换取工作频带的加宽.3.3.1传输线变压器1宽频带特性普通变压器上,下限频率的扩展方法是相互制约的.为了扩展下限频率, 就需要增大初级线圈电感量, 使其在低频段也能取得较大的输入阻抗, 如采用高导磁率的高频磁芯和增加初级线圈的匝数, 但这样做将使变压器的漏感和分布电容增大, 降低了上限频率;为了扩展上限频率, 就需要减小漏感和分布电容, 减小高频功耗, 如采用低导磁率的高频磁芯和减少线圈的匝数, 但这样做又会使下限频率提高.传输线变压器是基于传输线原理和变压器原理二者相结合而产生的一种耦合元件.它是将传输线(双绞线,带状线或同轴线等)绕在高导磁率的高频磁芯上构成的, 以传输线方式与变压器方式同时进行能量传输.利用图3.3.1所示一种简单的1:1传输线变压器, 可以说明这种特殊变压器能同时扩展上,下限频率的原理.在图3.3.1中, (a)图是结构示意图, (b)图和(c)图分别是传输线方式和变压器方式的工作原理图, (d)图是用分布电感和分布电容表示的传输线分布参数等效电路.在以传输线方式工作时, 信号从①, ③端输入, ②, ④端输出.如果信号的波长与传输线的长度可以相比拟, 两根导线固有的分布电感和相互间的分布电容就构成了传输线的分布参数等效电路.若传输线是无损耗的, 则传输线的特性阻抗Z c=其中ΔL,ΔC分别是单位线长的分布电感和分布电容. 当Zc与负载电阻RL 相等, 则称为传输线终端匹配.在此无耗, 匹配情况下, 若传输线长度l与工作波长λ相比足够小(l在以变压器方式工作时, 信号从①,②端输入, ③,④端输出.由于输入,输出线圈长度相同, 从图(c)可见, 这是一个1:1的反相变压器.当工作在低频段时, 由于信号波长远大于传输线长度, 分布参数很小, 可以忽略, 故变压器方式起主要作用.由于磁芯的导磁率高, 所以虽传输线较短也能获得足够大的初级电感量, 保证了传输线变压器的低频特性较好.当工作在高频段时, 传输线方式起主要作用, 在无耗匹配的情况下, 上限频率将不受漏感, 分布电容, 高导磁率磁芯的限制. 而在实际情况下, 虽然要做到严格无耗和匹配是很困难的, 但上限频率仍可以达到很高.由以上分析可以看到, 传输线变压器具有良好的宽频带特性.2阻抗变换特性与普通变压器一样, 传输线变压器也可以实现阻抗变换, 但由于受结构的限制, 只能实现某些特定阻抗比的变换.图3.3.2给出了一种4:1传输线阻抗变换器的原理图.在无耗且传输线长度很短的情况下, 传输线变压器输入端与输出端电压相同, 均为 , 流过的电流均为 . 由此可得到特性阻抗Zc和输入端输入阻抗Zi分别为:Zc=Zi =所以,当负载RL为特性阻抗Zc的时, 此传输线变压器可以实现4:1的阻抗变换.故此时的终端匹配条件是RL= . 其中Zi是指①, ④端之间的等效阻抗.利用传输线变压器还可以实现其它一些特定阻抗比的阻抗变换. 注意不同阻抗比时的终端匹配条件不一样.图3.3.3给出了一个两级宽带高频功率放大电路, 其匹配网络采用了三个传输线变压器.由图可见, 两级功放都工作在甲类状态, 并采用本级直流负反馈方式展宽频带, 改善非线性失真. 三个传输线变压器均为4:1阻抗变换器. 前两个级联后作为第一级功放的输出匹配网络, 总阻抗比为16:1, 使第二级功放的低输入阻抗与第一级功放的高输出阻抗实现匹配.第三个使第二级功放的高输出阻抗与50Ω的负载电阻实现匹配.3.3.2功率合成利用多个功率放大电路同时对输入信号进行放大, 然后设法将各个功放的输出信号相加, 这样得到的总输出功率可以远远大于单个功放电路的输出功率,这就是功率合成技术.利用功率合成技术可以获得几百瓦甚至上千瓦的高频输出功率.理想的功率合成器不但应具有功率合成的功能, 还必须在其输入端使与其相接的前级各率放大器互相隔离, 即当其中某一个功率放大器损坏时, 相邻的其它功率放大器的工作状态不受影响, 仅仅是功率合成器输出总功率减小一些.图3.3.4给出了一个功率合成器原理方框图.由图可见, 采用7个功率增益为2, 最大输出功率为10 W的高频功放, 利用功率合成技术, 可以获得40W的功率输出. 其中采用了三个一分为二的功率分配器和三个二合一的功率合成器. 功率分配器的作用在于将前级功放的输出功率平分为若干份, 然后分别提供给后级若干个功放电路.利用传输线变压器可以组成各种类型的功率分配器和功率合成器, 且具有频带宽, 结构简单,插入损耗小等优点, 然后可进一步组成宽频带大功率高频功放电路.3.4 集成高频功率放大电路及应用简在VHF和UHF频段, 已经出现了一些集成高频功率放大器件.这些功放器件体积小, 可靠性高, 外接元件少, 输出功率一般在几瓦至十几瓦之间.日本三菱公司的M57704系列,美国Motorola公司的MHW系列便是其中的代表产品.表3.4.1列出了Motorola公司集成高频功率放大器MHW系列中部分型号的电特性参数.图3.4.1给出了其中一种型号的外形图.MHW系列中有些型号是专为便携式三菱公司的M57704系列高频功放是一种厚膜混合集成电路, 同样也包括多个型号, 频率范围为335 MHz～512 MHz(其中M57704H为450 MHz～470 MHz), 可用于频率调制移动通信系统.它的电特性参数为:当VCC=12.5V, Pin=0.2 W, Zo=ZL=50Ω时, 输出功率Po=13 W, 功率增益Gp=18.1dB, 效率35%～40%.图3.4.2是M57704系列功放的等效图3.4.3是TW-42超短波 1. 高频谐振功率放大电路可以工作在甲类,乙类或丙类状态.相比之下, 丙类谐振功放的输出功率虽不及甲类和乙类大, 但效率高, 节约 2. 丙类谐振功放效率高的原因在于导通角θ小, 也就是晶体管导通时间短, 集电极功耗减小.但导通角θ越小, 将导致输出功率越小. 所以选择合适的θ角, 是丙类谐振功放在兼顾效率和输出功率两个指标时的一个重要考虑.。
丙类高频功率放大器课程设计报告书
高频电子线路课程设计报告题目：丙类功率放大器院系：专业：电子信息科学与技术班级：姓名：学号：指导教师：报告成绩：2013年12月20日目录一、设计目的 (1)二、设计思路 (1)三、设计过程 (2)3.1、系统方案论证3.1.1 丙类谐振功率放大器电路3.2、模块电路设计3.2.1丙类谐振功率放大器输入端采用自给偏置电路3.2.2丙类谐振功率放大器输出端采用直流馈电电路3.2.3匹配网络3.2.4 VBB 、Vcm、Vbm、VCC对丙类谐振功率放大器性能影响分析四、整体电路与系统调试及仿真结果 (11)4.1 电路设计与分析4.2.仿真与模拟4.2.1 Multisim 简介4.2.2 基于Multisim电路仿真用例五、主要元器件与设备 (14)5.1 晶体管的选择5.1.2 判别三极管类型和三个电极的方法5.2电容的选择六、课程设计体会与建议 (17)6.1、设计体会6.2、设计建议七、结论 (18)八、参考文献 (19)一、设计目的电子技术迅猛发展。
由分立元件发展到集成电路，中小规模集成电路，大规模集成电路和超大规模集成电路。
基本放大器是组成各种复杂放大电路的基本单元。
弱电控制强电在许多电子设备中需要用到。
放大器在当今和未来社会中的作用日益增加。
高频功率放大器是发送设备的重要组成部分之一，通信电路中，为了弥补信号在无线传输过程中的衰耗，要求发射机具有较大的输出功率，而且，通信距离越远，要求输出功率越大。
所以，为了获得足够大的高频输出功率，必须采用高频功率放大器。
高频功率放大器是无线电发射设备的重要组成部分。
丙类谐振功率放大器在人类生活中得到了广泛的应用，而且能高效率的将电源供给的直流能量转换为高频交流输出，研究它具有很高的社会价值。
设计简单丙类谐振功率放大器电路并进行仿真，以及对丙类谐振功率放大器发展的展望。
二、设计思路丙类谐振功率放大器工作原理图2-2-1为丙类谐振功率放大器原理图,为实现丙类工作,基极偏置电压V BB 应设置在功率的截止区。
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由于
cosθc
=U
b
m -Vb Ub m
b
, 已知 U b z
=0 .6 V ,
则 U b m =1 .4 V .
3 基极偏置电路参数计算
2 计算谐振回路及耦合回路的参数
输出变压器线圈匝数比为
N3 = N2
RL RP
≈0
.3 ,
取 N 3 =2 , N 2 =6 .
若取集电极并联谐振回路的电容 C =60 pF ,
收稿日期 :2007-08-15
· 48 ·
率增益 Aρ ≥6 dB .
为了获得较高的效率及最大的输出功率 , 选
丙类功率器的工作状态为临界 状态 , 取 θ=60°,
得出谐振回路的最佳负载电阻 Rp 为
Rp
=(V
C
C
-U 2P0
CES
)2
= 650 Ψ
得集电极基波电流振幅 Ic l m 为
Ic l m =
[ 3] 叶青 .本土 、底耗 、精细化[ J] .节能技术与市场 , 2006(1).
编辑 :琳莉
高频丙类功率放大电路的设计
孙霄霄
(牡丹江师范学院物理系 , 黑龙江 牡丹江 157012)
[ 中图分类法] O46 [ 文献标识码] A [ 文章编号] 1003-6180(2008)02 -0048 -02
关键词 :土地整理 ;资源 ;可持续利用
[ 中图分类法] S159 [ 文献标识码] A [ 文章编号] 1003 -6180(2008)02 -0049-03
土地作为一个有机整体 , 有一定的自身恢复 能力 , 只要能保证土地自身的“新陈代谢” , 使土地 与人之间 、生命与生命之间 、生命体与无机环境之 间的共生 、互生 、再生过程得到持续发展 , 就可保 证土地持续利用目标的实现 , 这种状态的保持 、恢 复就需要通过土地整理来实现 .土地整理是在一
收稿日期 :2008-02-07
定区域内 , 依据土地利用总体规划 , 采用行政 、经 济 、法律和技术手段 , 对田 、水 、路 、林 、村等的综合 整治 , 调整土地关系 , 改善农业生产结构和生产 、 生活条件 , 增加土地可利用面积 , 提高土地利用率 和产出率的国家措施 .土地整理以获取土地利用 的社会效益 、经济效益 、生态效益三者协调统一的
· 49 ·
高频功率放大器是无线电发射机中的重要单 元电路 , 也是高频电子线路教学中最基本的实验课 题 .为了进一步研究电源电压与集电极负载对功率 放大器功率和效率的影响 , 我们设计出方便调整与 测试的电路 ———高频丙类谐振功率放大电路 .
根据放大器中晶体管工作状态的不同或晶体 管集电极电流导通角 θ的范围 , 可分为甲类 、甲乙 类 、乙类 、丙类及丁类等不同类型的功率放大器 . 电流导通角越小 , 放大器的效率越高 .丙类功率放 大器的 θ<900 , 其效率可达 85 %, 所以高频功率 放大器一般选择丙类工作状态 .
(黑龙江省土地开发整理中心 , 黑龙江 哈尔滨 150091)
摘 要 :土地整理是促进土地资源可 持续利用的 有效手段 , 本 文对完 善土地 整理工作 提出了 对策与 建议 : 一是实行土地整理产业化管 理 , 二是制 定科学 的土地 开发整 理规划 , 三是 实行有 利于土 地整理产 业的优惠政策 , 四是建立土地整理专业技术队伍 .
2P0 RP
=17 .54
mA
,
得集电极电流脉冲的最大值 Ic M 及其直流分量
I c 0 为 I c M = Ic l m / α1(60o)=44 .86 mA ,
I c 0 =I c M · α0 (60o)=9 .78 mA ,
得电源供给的直流功率 P = 为
P = = VC C · I c 0 =117 .36 mW ,
以上 , 相当于每平方米有 150 kg 左右的标准煤热 值(南方地区的太阳能辐射量更大), 有着利用太 阳能的优越条件 .
山西省某县 在“ 九五” 计 划中 修建 标准 太 阳 能 房 20 000 间 , 共计 30 万 m2 , 可形成年节煤 20 000 吨以上的能力 .若山西省 50 个县照此办理 , 可形 成 100 万吨的节煤潜力 , 从而取得可观的经济效 益和社会效益 .
5 前景展望
光伏屋顶发电不但解决了人类赖以生存的能 源问题 , 也对人类生存的环境具有一定的净化作 用 , 这是造福于人类的事业 .我国是发展中国家 和耗能大国 , 建筑节能的发展潜力很大 , “屋顶阳 光工程”将有辉煌的前景 .
参考文献 [ 1] 邓涛 , 沈辉 , 国外光伏建筑一体化实践[ J] .太阳能 , 2004(6). [ 2] 崔容强 .上海十万屋顶将供绿色电能[ J] .电器工业 , 2006(3).
得回路电感为
L =(2πf10 )2 C ≈10μH
得出 N 4 =
ω0 L RL
·
QL N
3,
取 Q L =2 , N 4 ≈11 , N 1 ≈5 .
需要指出的是 , 变压器的匝数 N 1 、N 2 、N 3 的 计算值只能作为参考值 , 由于受电路高频工作时
分布参数的影响 , 与设计值可能相差较大 , 设计后
N o .2 , 2008 Tot al N o 63
Pi 为
Pi =P0 / AP =5 mW ,
得放大器的输入阻抗 Ri 为 Ri ≈ r b'b =25 Ψ,
得本级输入电压的振幅 Vi m 为
V i m = 2Ri P i = 0 .5 V .
≈-(Ico·Re) , 取 Re =10 Ψ , 则 Vb b =-0 .1 V .
1 确定放大器的工作状态
高频功率放大器的主要技术指标 :输出功率 P0 ≥100 mW , 工作中心频率 f 0 ≈6 .5 M H z , 效 率 η>50 %, 负载 RL =50 Ψ.
在 V CC = +12 V 的条件 下 , 晶 体管 3DG 12 的主要参数为 P CM =700 m W , I CM =300 mA , U CES ≤0 .6 V , β ≥30 , f T ≥150 M H z , 放大器功
的数据在实验中都要进行调整 .为调整方便 , 通常
采用磁心位置可调节的高频变压器 .
加入 U b m 后 , Vb b =-(Ie o · Re)
图 1 高频丙类功率放大器电路图
取 Ce =0 .01 μF , ZL 1 =47 μF , C4 =0 .01 μF , C5 =0 .01 μF , C1 =0 .01 μF , L1 =2 .2 μF .回路电容 C =C2 +C3 .由上述计算 结果得到静态时(Vi =0)晶体管的射极电位 V E Q 为 VE Q = I C Q R E 1 , 则 V B Q =V E Q +0 .7 V , I B Q =I C Q/ β .
将上述设计计算的元件参数按照图 1 所示电 路进行安装 .
参考文献 [ 1] 杨翠娥 .高频电子线路实验与课程设计[ M ] .哈尔滨 :哈尔滨工程大学出版社 , 2005 . [ 2] 胡宴如 .高频电子线路[ M] .北京 :高等教育出版社 , 2002 .
编辑 :琳莉
我国土地整理的对策与建议
朱 博
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(总第 63 期)
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N o .2 , 2008 Tot al N o 63
4 光伏屋顶的社会效益和经济效益
一所具有 200 m ×108 m 屋顶面积的住宅 , 如果开发利用其中的五分之一屋顶 , 安装上太阳 能电池板 40 m ×108 m , 至少可以产生相当于有 6 000 ×108 千瓦时的电能 .每发一万度电就可以 替代 4 吨标准煤(相当于 259 .2 吨标准煤), 减少 了 CO 2 , SO 2 , N O x 和烟尘的排放 .我国太阳能资 源丰富 , 有 2/3 的地区全年日照时数超过 2 000 h
上 , 灵活性受到限制 , 因此 , 在建筑屋面使用时就 应该充分考虑影响光电效率的各种因素 .系统各 纵横向支撑杆件与屋面固定框架相结合时 , 在木 结构屋面施工更方便 .系统更适用于整个屋面全 部安装光伏系统的大型项目 , 对于仅有部分屋面 采用光伏系统的小型家庭系统 , 则存在光伏组件 边缘与屋面瓦衔接的问题 .
得集电极的耗散功率 PC′为
PC′= P = -P 0 =17 .36 m W ,
得放大器的转换效率 η为
η=P0 / P = =85 %,
若设本级功率增益 AP =13 dB(20 倍), 输入功率
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