第9章 噪声性能分析(模拟调制)
9.1.2 AM系统非相干解调
AM (t )
＋
n(t )
2 A 1 2 2 0 Si m (t ) f (t ) 2 2
BPF
LED
LPF
u d (t ) nd (t )
Ni n (t ) 2n0 f m
2 i
Si A f (t ) 输入信噪比： Ni 4n0 f AM
窄带高斯白噪声的数学表达式：
ni (t ) nc (t ) cos c t ns (t ) sin c t
n (t ) n (t ) n (t ) N i
2 c 2 s 2 i
性能ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ析按照不同的解调方式来进行:
相干解调 非相干解调
9.1.1 相干解调
(t )
该理想带通滤波器应具有怎样的传输特性H(w)? 解调器输入端的信噪功率比为多少? 解调器输出端的信噪功率比为多少? 求出解调器输出端的噪声功率谱密度，并用图型表示出来。
（1）为了保证信号顺利通过和尽可能的滤除噪声，带通滤波器 的宽度等于已调信号带宽，即B=2fm=2*5=10kHz，其中中心 频率为100kHz。所以
解 ：设发射机输出功率为ST， 损耗K=ST/Si=1010(100dB)， 已知S0/N0=100（20dB），N0=10-9W DSB/SC方式： 因为G=2， Si/Ni=1/2· S0/N0=50 又因为Ni=4N0 Si=50Ni=200N0=2*10-7W ST=K· Si=2*103W
2 [ A0 f (t ) nc (t )]2 ns (t )
ns (t ) (t ) arct an A0 f (t ) nc (t )
大输入信噪比情况
A0 f (t ) ni (t )
A(t )
2 n2 ( t ) n s (t ) c
2 [ A0 f (t ) nc (t )]2 ns (t ) 2 2 [ A0 f (t )]2 2[ A0 f (t )]nc (t ) nc (t ) ns (t )
所以噪声功率：
1 nd (t ) nc (t ) 2
No
n0Wm / 4
1 2 1 2 1 nc (t ) ni (t ) Ni 4 4 4
输出信噪比：
(S0 / N0 ) DSB f (t ) / n0Wm
2
由：
(Si / Ni ) DSB f (t ) / 2n0Wm
2 0 2
输出信噪比
解调器（包络检波）输入的信号加噪声合成波形是： z t AM (t ) ni (t )
[ A0 f (t ) nc (t )]cos0t ns (t ) sin 0t At cos0t t
其中合成包络：
A(t )
s FM (t )
s FM (t )
＋
BPF
限幅
鉴频
解调器
LPF
so (t )
2 c 2 i
2 So f (t ) N o AM 2n0 f m
调制制度增益： G AM
So / N o 2 f t 2 2 Si / N i A0 f t
2
结论：在大信噪比情况下，AM信号包络检波器的性能几乎与相 干接收法的性能相同。
小输入信噪比情况 条件: A0 f (t ) ni (t ) n 2 (t ) ns2 (t )
为了比较各种调制系统的好坏，可用信噪比增益（调制制度增益）表示， 定义如下。
So / No 信噪比增益: G Si / N i
输入信噪比定义为
Si 解调器输入已调信号平均功率 si2 (t) = Ni 解调器输入噪声的平均功率 n i2 (t)
输出信噪比定义为
2 S o 解调器输出有用信号的 (t ) 平均功率 so ＝ 2 No 解调器输出噪声的平均 功率 no (t )
/ Ni ) SSB,VSB 2 f (t ) / n0Wm
2
(S0 / N0 ) SSB,VSB 2 f (t ) / n0Wm
2
所以：
S0 / N 0 GSSB、VSB 1 Si / N i
幅度调制噪声性能对比分析
2
表面来看， DSB 的 S/N 增益为 2 f (t ) , ( AM )SSB的2倍，会认为DSB优于SSB， 2 2 A0 f (t ) S0 / N 0 这是不正确的。SSB信号的带宽为 G 2, ( DSB) Si / N i DSB的一半，所以DSB的Ni是SSB时 1, ( SSB, VSB)的2倍。尽管DSB的S/N增加了1倍， 但在解调中S/N的增加被2倍的输 调制制度增益G用作评价同类调制系统，作为衡量 入噪声所抵消。 不同调制器的参数，不同调制系统不具有可比性。 实际上，对给定的输入信号 功率，DSB和SSB输出S/N是相同的。
1 1 f (t ) cos 0t f (t ) f (t ) cos 20t 2 2
2
1 u d (t ) f (t ) 2
解调器输出信号功率：
So
1 f 4
2
(t )
已知： ni (t )
nc (t ) cos0t ns (t ) sin 0t
将窄带噪声加入到解调器（乘法器和LPF）后输出噪声信号为
nc (t ) n (t )
2 2 s
nc (t ) nc (t ) n (t )
2 2 s
( A0 m(t ))
思考
相干解调是否存在门限效应？ AM信号在什么情况下才会出现门限效应，为什么？
结论
当解调器输入信噪比低于一定的数值（临界值）时，信号与 噪声无法分开处理，解调器的输出信噪比会急剧恶化，这种 效应称为门限效应。这个临界输入信噪比被称为门限值。 需要指出，门限效应是所有非相干解调器都存在的一种特性， 在相关解调器中不存在这种效应，因而小输入信噪比下包络 检波器的性能较相干解调器差，所以在噪声条件恶劣的情况 下应采用相干解调。
1 nc ( t ) 2
推导如下：
ni (t ) cos0t [nc (t ) cos0t ns (t ) sin 0t ] cos0t 1 1 nc (t ) [nc (t ) cos 20t ns (t ) sin 20t ] 2 2
由上可知，解调器输出噪声为：
2
所以调制制度增益：
G DSB
So / No 2 Si / Ni
AM调制性能分析
2 同理可得：(S / N ) [ A i i AM 0 f
2
(t )] / 2n0Wm
(S0 / N0 ) AM f (t ) / n0Wm
2
所以
S0 / N 0 2 f (t ) G Si / N i A02 f 2 (t )
＋
(t )
BPF
×
ud (t )
LPF
ni (t )
n(t )
cos 0t
相干解调器
nd (t )
(t )可表示各种调幅信号：AM、DSB、SSB和VSB。
DSB性能分析
1、输入信噪比（解调器输入端信号功率与噪声功率之比） （1）信号功率：
Si
2 DSB
1 2 (t ) [ f (t ) cos 0t ] f (t ) 2
nc (t ) [ A0 f (t )] 1 2 A0 f (t ) nc (t ) [ A0 f (t )][ 1 ] A0 f (t ) A0 f (t ) nc (t )
(1 x)m 1 mx ,
x 1
So f (t )
2
No n (t ) n (t ) 2n0 f m
练习1
设某信道具有均匀的双边噪声功率谱密度Pn(f)=0.5*10-3 W/Hz， 在该信道中传输抑制载波的双边带信号，并设调制信号m(t) 的频带限制在5kHz，而载波为100kHz，已调信号的功率为 10kW.若接收机的输入信号在加至解调器之前，先经过一理想 带通滤波器滤波，试问：
2
对于100％调制（即 信号时：
2
A0 f (t ) max），且又是单音频正弦
2 0
f (t ) A / 2
G AM A 2 2 2 f t 2 2 2 2 2 A0 3 2 A0 f t A0 2
2 0
SSB、VSB调制性能分析
同理可得出： (S
i
2
（2）噪声功率：假定信道噪声为高斯白噪声，则解调器的输 入噪声功率谱如图：
1 Ni 2 n0Wm
n0 S ni ( )d 2 2 B n0 B
因此可得DSB系统的输入信噪比：
Si 2 ( ) DSB f (t ) / 2n0Wm Ni
2、输出信噪比
(t ) f (t ) cos0t
练习2
设某信道具有均匀的双边噪声功率谱密度Pn（f）=5*10-3 W/Hz，在该信道中传输抑制载波的单边带信号，并设调制信 号m（t）的频带限制在5kHz。而载频是100kHz，已调信号功 率是10kW。若接收机的输入信号在加至解调器之前，先经过 一理想带通滤波器，试问：
① 该理想带通滤波器应具有怎样的传输特性。 ② 解调器输入端信噪比为多少? ③ 解调器输出端信噪比为多少?
调制系统性能分析模型
(t )
＋
i (t )
BPF 解调器
u d (t ) nd (t )
ni (t )
分析模型DSB系统抗噪声性能模拟调制系统性能分析模拟调制系统
经低通滤波器后，解调器最终的输出噪声为 故输出噪声功率为
no (t )
1 nc (t ) 2
9
X
解调器输出信噪比和调制制度增益
解调器输出信噪比
1 2 So 4 m (t ) m2 (t ) 1 No n0 B Ni 4
输入信噪比
Si Ni
1 m 2 (t ) 2 n0 B
7
X
解调器输出信号功率S0 解调器输入信号为DSB信号：
sm (t ) m(t ) cos c t
与相干载波cosct相乘后，得
1 1 m(t ) cos c t m(t ) m(t ) cos 2c t 2 2
2
经低通滤波器后，输出信号为
ni t
解调器
mo t
n(t) － 加性平稳高斯白噪声 ni (t) － 带通滤波后的噪声 m(t) － 输出有用信号
no t
no(t) － 输出噪声
2 Si 解调器输入已调信号的 (t ) 平均功率 sm Ni 解调器输入噪声的平均 功率 ni2 (t )
目标 ：分析模拟系统可靠性指标
S0 N O DSB
|
G
Si N i DSB
|
2
Si n0 B DSB
|
2
Si n0 2 f H
Si n0 f H
S0 N O SSB
|
G
Si N i SSB
|
|
Si N i SSB
|
|
Si n0 B SSB
模拟电路设计中的噪声分析方法与技巧
模拟电路设计中的噪声分析方法与技巧噪声是模拟电路设计中一个重要的考虑因素，它会对电路的性能产生不可忽视的影响。
合理的噪声分析方法和技巧可以帮助工程师更好地预估电路性能，并在设计过程中优化电路。
本文将介绍一些在模拟电路设计中常用的噪声分析方法与技巧。
一、噪声的概念与分类噪声是电路中不可避免的随机信号，它会产生干扰并降低电路性能。
根据噪声的统计特性，我们可以将噪声分为两类：白噪声和色噪声。
白噪声是指在所有频率上功率谱密度均匀分布的随机信号。
它的特点是在所有频率上都具有相同的功率，这使得它在分析和计算过程中比较方便。
常见的白噪声有热噪声和量子噪声。
热噪声是由于电路内部的电阻和温度而产生的噪声，它是一种频谱密度与频率成正比的噪声。
量子噪声是由于元件上载流子的不确定性所导致的噪声，它在低频时呈平坦的频谱密度。
色噪声是指功率谱密度随频率而变化的随机信号。
常见的色噪声有粉红噪声、蓝色噪声和红色噪声等。
二、噪声分析的基本方法在模拟电路设计中，噪声分析的基本方法是通过计算电路中各个元件的噪声功率或噪声电压，然后通过级联或大信号分析得到整个电路的输出噪声。
下面介绍几种常见的噪声分析方法。
1. 噪声功率分析方法噪声功率分析方法是通过计算各个元件的噪声功率，然后根据功率的线性性质进行级联分析，得到整个电路的输出噪声功率。
这种方法适用于对噪声进行初步估计和设计的参考。
2. 噪声电压分析方法噪声电压分析方法是通过计算各个元件的噪声电压，然后根据电压的非线性性质进行级联分析，得到整个电路的输出噪声电压。
这种方法适用于对噪声进行更精确的分析和设计。
3. 模拟电路噪声分析软件现在，有许多专门用于模拟电路噪声分析的软件，如SPICE、PSPICE和Cadence等。
这些软件可以根据电路的拓扑结构和元件参数进行仿真计算，从而得到电路的输出噪声能谱密度和噪声系数等。
利用这些软件，工程师可以更方便地进行噪声分析和优化。
三、噪声分析的技巧除了基本的噪声分析方法外，以下是一些在设计过程中常用的噪声分析技巧。
线性与非线性调制系统的抗噪声性能分析
线性与非线性调制系统的抗噪声性能分析摘要：本文主要是通过对线性调制系统的不同调制方式在大信噪比条件下抗噪声性能的分析，分析了解不同的解调方法下，系统的抗噪声性能。
关键词：线性调制系统性能分析抗噪声性能系统引言所谓调制就是使基带信号（调制信号）控制载波的某个（或几个）参数，使这一个（或几个）参数按照基带信号的变化规律而变化的过程。
调制后所得到的信号为已调信号或频带信号，载波是一种不含任何有用信号用来搭载基带信号的高频信号。
调制信号m（t）为连续变化的模拟量叫模拟调制，其系统称为模拟调制系统。
其调制分为幅度调制和角度调制，幅度调制是用调制信号去控制高频载波的振幅，使其按调制信号的规律变化的过程，分为标准调幅（AM）、抑制载波双边带调制（DSB）、单边带调制（SSB）和残留边带调制（VSB）等。
幅度调制属于线性调制，它通过改变载波的幅度，以实现调制信号频谱的搬移，一个正弦载波有幅度、频率、相位3个参量，因此，不仅可以把调制信号的信息寄托在载波的幅度变化中，还可以寄托在载波的频率和相位变化中。
这种使高频载波的频率或相位按照调制信号规律的变化而振幅恒定的调制方式，称为频率调制（FM）和相位调制（PM），分别简称为调频和调相。
因为频率或相位的变化都可以看成是载波角度的变化，故调频和调相又统称为角度调制。
在分析抗噪声性能时，主要考虑的是加性高斯白噪声对系统的影响，同时也是最基本的噪声和干扰模型，又因为加性高斯白噪声被认为只对信号的接受产生影响，所以调试系统的抗噪声性能是通过解调器的抗噪声性能来衡量。
1. 线性调制系统的抗噪声性能分析1.1.AM的相干解调和非相干解调系统抗噪声性能对比分析AM信号的解调非为相干解调和非相干解调，两种解调的模型不同，所以抗噪声性能也随之不同，即分开进行讨论，先讨论相干解调系统的抗噪声性能。
AM相干解调模型框图如图1所示。
若解调器的输入信号为式中则解调器输入信号的平均功率为，解调器输入信号的平均功率为，所以AM的输入信噪比。
模拟通信中调频系统的抗噪声性能分析
模拟通信中调频系统的抗噪声性能分析作者：指导老师:摘要：在通信系统中调制扮演着不可或缺的作用，通过调制可以把基带信号频率搬移到合适的频率上，从而达到提高发射效率的作用，也可以通过调制把多个基带信号分别搬移到不同的载频处，提高信道利用率。
还有扩展信号带宽提高抗干扰能力等。
本文主要通过对模拟通信中正弦波的频率调制（即频率调制FM）过程进行分析，并通过计算在大信噪比下的解调器制度增益然后与调幅系统的作比较来分析调频系统的抗噪声性能（因为相干解调只适用于窄带调频所以暂不分析）。
还有小信噪比下的门限效应以及通过预加重和去加重技术来提高调频系统的抗噪声性能。
最后运用MATLAB软件对模拟通信中调频系统进行仿真设计，并分析和总结仿真结果。
关键字：模拟通信；调频系统; 解调器；门限效应；制度增益；仿真设计。
引言进入21世纪以来，随着国民经济的飞速提升，中国通信行业也得到了快速发展，对通信的技术要求也逐渐提高。
从模拟通信到数字通信，从无线电广播到卫星，光纤通信等等。
而频率调制在通信发展的进程上都占据着重要的作用，比如FM广泛应用于高保真音乐广播，电视伴音信号的传输，卫星通信和蜂窝系统。
频率调制（FM）在电子音乐合成技术中，是最有效的合成技术之一，还有有线频率在多领域应用。
研究模拟通信中调频系统的抗噪声性能能够从理论上认识调频系统的噪声来源和如何改善系统的抗噪声性能。
第一章：调频系统的简介1.1 模拟通信和调频系统的概述在实际的通信中，由于通信业务的多样性，消息的来源也是多种多样的，但基本可以分为两大类：连续的和离散的。
连续的消息如话音，声波振动的幅度也是随时间连续变化的。
若把它转换为随时间连续变化的电压信号，信号幅度也是时间连续函数。
这样的信号称作模拟信号，传输模拟信号的通信就称作模拟通信。
调频定义：幅度不变，载波信号的频率随调试信号幅度变化位变化的调制方式叫着调频。
就是载频的频率不是一个常数，是随调制信号而在一定围变化，其幅值则是一个常数。
线性调制系统的抗噪声性能分析与比较.
结论： ●在大信噪比情况下，AM信号包络检波器的性能几乎与同 步检测器相同；但随着信噪比的减小，包络检波器将在一个特定输 入信噪比值上出现门限效应。
通信技术专业教学资源库 南京信息职业技术学院
谢谢
主讲： 朱国巍
2 N o no (t )
1 Ni 4
02.线性调制相干解调的抗噪声性能
（3）求Si－－输入信号功率 解调器输入信号平均功率： 结论：
Si
2 sm (t )
1 2 [m(t ) cos c t ] m (t ) 2
2
●解调器的输入和输出信噪比： 1 2 1 2 m ( t ) m (t ) 2 Si S m (t ) o 4 2 、 1 No n0 B Ni n0 B N
sVSB (t ) sSSB (t )
在这种情况下，VSB调制系统的抗噪性能与SSB系统相同。
03.常规调幅包络检波的抗噪声性能
AM信号可采用相干解调或包络检波。实际中，常用简单的包络检波法解调。
一. 模型：一般模型中的解调器具体为包络检波器。
sAM (t )
sAM (t )、Si
＋
BPF
ni (t )、N i
hidsbiidsbidsbiidsbdsboofnsbnsnsnsgns0022??????????????????????hissbiissbissbiissbssboofnsbnsnsnsgns001?????????????????????在相同的噪声背景和相同的输入信号功率条件下dsb和ssb在解调器输出端的信噪比是相等的
N o DSB N i DSB N iDSB n0 BDSB n0 f H
So N o
通信原理实践（四）——模拟通信系统性能分析
通信原理实践（四）——模拟通信系统性能分析⼀、模拟通信系统性能分析1、系统框图2、信噪⽐定义（1）输⼊信噪⽐：（2）输出信噪⽐：（3）调制制度增益：3、模拟通信系统分析等价模型即⾃⼰产⽣⼀个⾼斯⽩噪声，加⼊到调制信号，然后在送⼊解调器。
4、通信系统新能分析（1） AM 解调器AM 信号可⽤相⼲解调或者包络检波两种⽅法解调。
对于100% 调制，且调制信号m(t) 是正弦波情况下，相⼲解调的调制制度增益为GAM = 2/3。
对于包络检波来说，在⼤信噪⽐情况下它的性能与相⼲解调器的性能⼏乎⼀样。
⼩信噪⽐的情况下，解调器输出信噪⽐随着输⼊信噪⽐的减⼩急剧恶化。
这种现象称为解调器的门限效应。
（2）FM 解调器FM 主要采⽤鉴频器进⾏解调。
在⼤的信噪⽐条件下，调频制度增益与调频指数mf 存在密切关系，加⼤调制指数可使得调频系统抗噪性能迅速改善，其代价是增加了传输带宽。
当输⼊信噪⽐下降到⼀定程度的时候就会出现门限效应，输出信噪⽐将急剧恶化。
⼆、相关源码function n_t = bandlimit_noise(N,fs,fc,B,n_pow)% 产⽣特定功率的带限⾼斯⽩噪声% 输⼊： N - 产⽣的噪声的长度% fs - 仿真采样率% fc - 带限噪声中⼼频率% B - 带限噪声的带宽% n_pow - 带限噪声的功率% 输出： n_t - 带限噪声%带通阶数filter_b_L = 4000;%带通设计filter_b = fir1(4000,[(fc - B/2) / (fs/2) , (fc + B/2) / (fs/2)]);%全带宽功率n_fullband_pow = n_pow/(B/(fs/2));%产⽣噪声信号noise_t = sqrt(n_fullband_pow) * randn( N + filter_b_L,1);%信号经过带通滤波器n_t = filter(filter_b,1,noise_t);%滤除前⾯的零状态响应n_t = n_t(end-N+1:end);end调⽤⽅法：% 产⽣特定功率的带限⾼斯⽩噪声% 输⼊： N - 产⽣的噪声的长度% fs - 仿真采样率% fc - 带限噪声中⼼频率% B - 带限噪声的带宽% n_pow - 带限噪声的功率% 输出： n_t - 带限噪声clc,clear;N = 5e5;fs = 20e3;fc = 3e3;B = 400;n_pow = 0.1;t = (1:N)/fs;noise = bandlimit_noise(N,fs,fc,B,n_pow);plot(t,noise);var(noise)function snr_est = sine_snr_est(y)% 正弦波信噪⽐估计% 输⼊信号序列；输出为信号信噪⽐(单位dB) N = floor(length(y)/2) * 2;y = y(1:N);y = y.*blackman(N);f_n = abs(fft(y));f_n = f_n(1:N/2);f_pow = abs(f_n).^2;[s_pow_est idx]= max(f_pow);s_pow_idx = [idx-4:idx+4];s_pow_est = sum(f_pow(s_pow_idx));n_pow_est = sum(f_pow) - s_pow_est;snr_est = db(s_pow_est/n_pow_est,'power'); end调⽤⽅法：% 根据参数产⽣AM信号% 输⼊： N - 产⽣的信号长度% fs - 仿真采样率% fm - 调制信号频率% Am - 调制信号幅度% yita - 调幅系数% fc - 载波频率% Ac - 载波幅度% 输出：s_t - 已调信号% s_pow - 已调信号功率clc,clear;%噪声（第⼀题的）N = 5e4;fs = 20e3;fc = 3e3;B = 400;n_pow = 0.1;%正弦信号t = ((0:N-1) / fs)';m_t = sin( 2*pi*fc*t );m_t_pow = sum(m_t.^2) / N;%产⽣⾼斯带通噪声SNR_in = -10:40;n_pow = m_t_pow./(10.^(SNR_in/10));sign_in = m_t + n_t;SNR_out(i) = sine_snr_est(sign_in);endplot(SNR_in,SNR_out);xlabel('实际SNR(Si/Ni)');ylabel('检测SNR(So/No)');AM性能分析代码：function snr_db_o = am_receiver(snr_db_i,flag)% 根据输⼊信噪⽐snr_db_i，通过仿真确定AM解调器输出信噪⽐ % 仿真参数fs = 20e3;N = 1000000;% 载波参数fc = 2e3;Ac = 1;% 调制信号参数Am = 1;bw = 300;fm = bw/2;yita = 1;% 产⽣调制信号[s_t,s_pow] = am_modulate(N,fs,fm,Am,yita,fc,Ac);% 加⼊噪声n_pow = s_pow/(10^(snr_db_i/10));n_t = bandlimit_noise(N,fs,fc,bw,n_pow);s_t = s_t + n_t;% 解调if flag==1r_demod_t = am_demodulate_xianggan(fs,fc,bw,s_t);elser_demod_t = am_demodulate_feixianggan(fs,fc,bw,s_t); end% 输出信号SNR估计snr_db_o = sine_snr_est(r_demod_t);end其中：AM波形⽣成代码function [s_t,s_pow] = am_modulate(N,fs,fm,Am,yita,fc,Ac)% 根据参数产⽣AM信号% 输⼊： N - 产⽣的信号长度% fs - 仿真采样率% fm - 调制信号频率% Am - 调制信号幅度% yita - 调幅系数% fc - 载波频率% Ac - 载波幅度% 输出：s_t - 已调信号% s_pow - 已调信号功率% 时间t,作为横坐标t = (0:N-1)'/fs;% 产⽣调制信号m_t = Am * sin(2*pi*fm*t);% 产⽣载波信号c_t = Ac * cos(2*pi*fc*t);% 调制A0 = Am / yita;s_t = (m_t + A0) .* c_t;s_pow = sum(s_t.^2)/N;相⼲解调：function r_demod_t = am_demodulate_xianggan(fs,fc,bw,s_t)% AM信号解调，相⼲% 输⼊： fs - 仿真采样率% fc - 载波频率% bw - 基带带宽% s_t - 已调信号% 输出： r_demod_t - 解调后的信号r_t = s_t;N = length(s_t);t = (0:N-1)'/fs;c_t = cos(2*pi*fc*t); % 本地振荡器波形mix_t = r_t .* c_t; % 混频% 滤波b = fir1(20, bw/(fs/2)); % 设计截⽌频率为fcFIR低通滤波器filtered_t = filter(b,1,mix_t);% 去除DC分量r_demod_t = filtered_t - sum(filtered_t)/length(filtered_t);end⾮相⼲解调function r_demod_t = am_demodulate_feixianggan(fs,fc,bw,s_t)% AM信号解调，⾮相⼲% 输⼊： fs - 仿真采样率% fc - 载波频率% bw - 基带带宽% s_t - 已调信号% 输出： r_demod_t - 解调后的信号%半波整流s_t = s_t .* (s_t > 0);% 滤波b = fir1(80, bw/(fs/2)); % 设计截⽌频率为fc/2的FIR低通滤波器filtered_t = filter(b,1,s_t);%去直流r_demod_t = filtered_t - sum(filtered_t)/length(filtered_t);end调⽤⽅法：% 对AM接收机进⾏性能评估clc,clear;% 输⼊SNR从-5dB变化到25dBsnr_db_i = -5:1:25;snr_db_o = zeros(1,length(snr_db_i));for k = 1:length(snr_db_i)snr = snr_db_i(k);snr_db_o(k) = am_receiver(snr,1);end% 绘制图形figure;plot(snr_db_i,snr_db_o);title('AM 相⼲解调器的“解调输出SNR(So/No) - 输⼊SNR(Si/Ni)”曲线'); xlabel('输⼊SNR(Si/Ni)');ylabel('输出SNR(So/No)');% 输⼊SNR从-5dB变化到25dBsnr_db_i = -5:1:25;snr_db_o = zeros(1,length(snr_db_i));for k = 1:length(snr_db_i)snr = snr_db_i(k);snr_db_o(k) = am_receiver(snr,2);end% 绘制图形figure;plot(snr_db_i,snr_db_o);title('AM⾮相⼲解调器的“解调输出SNR(So/No) - 输⼊SNR(Si/Ni)”曲线'); xlabel('输⼊SNR(Si/Ni)');ylabel('输出SNR(So/No)');FM性能分析:function snr_db_o = fm_receiver(snr_db_i,mf)% 根据输⼊信噪⽐snr_db_i，通过仿真确定AM解调器输出信噪⽐% 仿真参数fs = 20e3;N = 1000000;% 载波参数fc = 2e3;Ac = 1;% 调制信号参数Am = 1;bw = 300;fm = bw/2;% 产⽣调制信号[s_t,s_pow] = fm_modulate(N,fs,fm,Am,mf,fc,Ac);% 加⼊噪声n_pow = s_pow/(10^(snr_db_i/10));n_t = bandlimit_noise(N,fs,fc,bw,n_pow);s_t = s_t + n_t;% 解调r_demod_t = demod(s_t,fc,fs,'fm');% 输出信号SNR估计snr_db_o = sine_snr_est(r_demod_t);end其中，FM波形⽣成代码function [s_t,s_pow] = fm_modulate(N,fs,fm,Am,mf,fc,Ac)% 根据参数产⽣FM信号% fm 调制信号频率(Hz)% Am 调制信号幅度% fc 载波频率(Hz)% Ac 载波幅度% mf 调频指数% N 数据点数% fs 采样频率kf = mf * 2 * pi * fm / Am;t = (0:N-1)'/fs; % 时间tm_t = Am*sin(2*pi*fm*t); % 调制信号phi_t = kf*cumsum(m_t)/fs; % 相位积分s_t = cos(2*pi*fc*t + phi_t); % 已调信号s_pow = sum(s_t.^2) / N;%功率计算end使⽤⽅法：clc,clear;% 输⼊SNR从-5dB变化到25dBsnr_db_i = 5:1:20;snr_db_o = zeros(1,length(snr_db_i));figure;hold on;for k = 1:length(snr_db_i)snr = snr_db_i(k);snr_db_o(k) = fm_receiver(snr,0.5);end% 绘制图形plot(snr_db_i,snr_db_o,'r');for k = 1:length(snr_db_i)snr = snr_db_i(k);snr_db_o(k) = fm_receiver(snr,1);end% 绘制图形plot(snr_db_i,snr_db_o,'g');for k = 1:length(snr_db_i)snr = snr_db_i(k);snr_db_o(k) = fm_receiver(snr,2);end% 绘制图形plot(snr_db_i,snr_db_o,'b');for k = 1:length(snr_db_i)snr = snr_db_i(k);snr_db_o(k) = fm_receiver(snr,5);end% 绘制图形plot(snr_db_i,snr_db_o,'k');for k = 1:length(snr_db_i)snr = snr_db_i(k);snr_db_o(k) = fm_receiver(snr,7);end% 绘制图形plot(snr_db_i,snr_db_o,'y');legend('mf=0.5','mf=1','mf=2','mf=5','mf=7');title('FM 相⼲解调器的“解调输出SNR(So/No) - 输⼊SNR(Si/Ni)”曲线'); xlabel('输⼊SNR(Si/Ni)');ylabel('输出SNR(So/No)');。
通信原理课件——通信系统的噪声性能
3. 门限效应 以上讨论了两个极端情况下包络检波器的噪声性能。对于大输入信噪比，包络
检波器能实现正常解调。对于小输入信噪比，包络检波器不能实现正常解调。可以 预料，应该存在一个临界值，当输入信噪比大于此临界值时包络检波器能正常解调； 而小于此值时，它不能正常解调。这个临界的输入信噪比叫做门限值、包络检波器 存在门限值这一现象叫做门限效应。门限效应在输入噪声功率接近载波功率时开始 出现。 门限效应是所有非相干解调器都存在的一种特性。在相干解调器中不存在这种效 应。因此小输入信噪比下包络检波器的性能较相干解调器差，所以在噪声条件恶劣 的情况下应采用相干解调。
式中，erf (x)
2
x
0
e y2 dy 称为误差函数。erfc(x) 1 erf (x) 是
互补误差函数。 x A 若己知，则erf (x) 的值可由附录 C 误差
2 2 n
函数表查出。erf（x）是单值函数，x 增大，erf（x）也难大。
式（6.97）为二进制 PCM 系统的误码率公式，它是在单极性情
(1) 输出噪声功率:
(2) 输入噪声功率与输出噪声功率的关系：
(3)
在
Si
、W m
和n 0
都相同的情况下，输出信噪比为:
结论: 除 AM 外，其他系统的噪声性能是相同的。这是由于在 AM 中，不携带消息的载波功率占了总功率的 50％以上。
信噪比增益 G 的概念: (1) 衡量解调器对输入信噪比的影响，定义为解调器输出信噪比与输入信 噪比之比，即:
性能的作用将会迅速下阵。实际上，门限效应是所有宽带系统改善
噪声性能的共同特性，在以后讨论的 PCM 系统中也会遇到这种现
象。
门
限值有
不同
《模拟调制系统》课件
模拟调制系统的基本原理
调制
将低频信息信号调制到高频载波 信号上，通过改变载波信号的幅 度、频率或相位等参数，实现信 息的传输。
解调
从已调制的信号中提取出低频信 息信号，还原出原始信息。
模拟调制系统的应用场景
调相（PM）
总结词
调相调制是一种通过改变载波相位以传递信息的方式。
详细描述
调相调制的基本原理是将基带信号作为调制信号，对载波的相位进行调制，使载波的相位随调制信号的瞬时值发 生变化。在调相信号中，载波的相位是随着调制信号的幅度变化而变化的，而载波的幅度保持不变。
04 模拟调制系统的性能指标
调制效率
要点二
资源利用率提高
合理分配系统资源，如功率、带宽等，提高资源利用率和 系统容量。
06 模拟调制系统的未来发展
新一代模拟调制系统技术
5G和6G通信技术
随着5G和6G通信技术的不断发展，模拟调制系统将需要更高的数 据传输速率和更低的延迟。
人工智能和机器学习
人工智能和机器学习技术在模拟调制系统中的应用，可以实现自适 应调制、智能信号处理等功能，提高系统的性能和稳定性。
调制器线性化
通过采用预失真、反馈控制等技术， 改善调制器的非线性失真，提高信号 质量。
解调器优化
抗噪声性能提升
采用滤波、降噪等技术，降低接收端 噪声干扰，提高解调信噪比。
解调算法优化
改进解调算法，如采用最大似然估计 、最小均方误差等算法，提高解调准 确性。
系统整体优化
要点一
系统稳定性增强
通过优化系统结构和参数，提高调制解调系利用调频或调相技术传输音 频信号，广泛应用于无线广播、电视广播 等领域。
模拟调制系统抗噪声性能
0.5［M(ω+ωc)+M(ω-ωc)］
式中，A0为外加的直流分量； m(t)可以是确知信号，也可以
是随机信号，并且可以认为其平均值m(t) =0。另请注意： 信 号m(t)是带宽有限的，其最高频率为H或 fH 。
m(t) O
A0＋m(t)
S0 N0
解调器输出信号的平均功率 解调器输出噪声的平均功率
m02 (t) n02 (t)
Si Ni
解调器输入信号的平均功率 解调器输入噪声的平均功率
sm2 (t) ni2 (t)
为了便于衡量同类调制系统不同解调器对输入信噪 比的影响，还可用输出信噪比和输入信噪比的比值 — —调制制度增益G 来表示，即
SSB ( )
O (c)
VSB ( )
O (d)
c
c
c
用滤波法实现残留边带调制的原理如下图。 图中, 滤波器的特性须按残留边带调制的要求来进行设计。
m(t)
HVSB( )
sVSB (t)
sVSB (t)
LPF
mo(t)
c(t)＝ cos ct (a)
2cos ct (b)
ni (t) nc (t) cosct ns (t) sin ct
若白噪声的双边功率谱密度为n0/2，带通滤波器传 输特性是高度为1， 带宽为B的理想矩形函数，则解 调器输入噪声ni(t)的平均功率：
Ni=n0B 为了使已调信号无失真地进入解调器， 同时又最 大限度地抑制噪声，带宽B应等于已调信号的频带宽 度，当然也是窄带噪声ni(t)的带宽。 评价一个模拟通信系统质量的好坏，最终是要看 解调器的输出信噪比。
九章节模拟系统
5%
光调制指数
假设：
RIN噪声起主导作用 FM系统中S/N = C/N + 40dB 每个信道AM带宽 = 4 MHz 每个信道FM带宽 = 30 MHz
SCM的优点
• 不需要复杂的数字编码及数字复用技术，成本较低 • 频带宽、容量大 • 对激光器频谱纯度、频率稳定性没有特别的要求 • 信道间相互独立，不需要有同步系统
f1
f2 f3
fN
多信道幅度调制
典型代表 CATV：使用频带为50-88 MHz和120 MHz-550 MHz
信道 i 所承载的信息信号通 过幅度调制到一个频率为fi 的载波上，经功率合成器生
成一个合成的频分复用信号
(FDM)
接收端通过并联的带通滤 波器把混合的载波分成单 个信道
N个信道的光调制指数
合理地进行频道频率的配置，可以改善CSO和CTB。限制调 制指数m，可以保证CSO和CTB符合规定指标。
例
60个幅度调制CATV信道的相对CSO性能 60个幅度调制CATV信道的相对CTB性能
频带边缘最严重
频带中心最严重
AM调制的特点
AM调制优点： - 简单、方便
AM调制对发射机要求： - 发射光功率要大，以利于增加传输距离； - 线性度要好，非线性失真要小； - 光功率稳定性要好
噪声源：光电检测器和前置放大器的噪声
回顾第6章可以知道，光电二极管的噪声为：iN22 N源自2qIpID
M 2FM B
那么光检测器的CNR为：
CNRdet
C
/
2 N
同样，由第6章的结论可知放大器带来的噪声：
iT2
2 T
4kBT Req
BFt
其中，Req是等效电阻，Ft是放大器噪声系数，那么放大器的 CNR为：