第四章 Dither的原理及其在ADC中的应用
第四章调制域测量的原理及应用
4.1调制域分析概述 “调制域”是八十年代末提出的新概念。 调制域为人们观测信号提供了一个新的窗口,一些在时域和频 域无法观察到的现象,例如,图4.44所示的锁相环路中压控振 荡器中(VCO)的频率阶跃响应。
F
频域 调制域
f f2 f1
V
T
时域
0
t
图4.43 一个频率跳变信号的三维波形
T2 t
t
图4.46 ZDT计数器工作原理波形图
无死区计数器的实现可以有多种方案，如双路计数法、周期 记时法、移位存储法和双路计数器加内插补偿法等。美国原 HP公司根据图4.45的原理做成了专用集成电路，并先后推 出了几种型号（如HP5372A）的调制域分析仪。
note 调制域分析仪的基本工作原理
° 0S 图4.47 调频信号显示
258.2500μs Meas #1
.
2.信号抖动测试（例：时钟脉冲抖动则会左右偏移）
HP5372A Frequency and Time Intetval Analyzer 30 Apr 1991 13:31:39 Tvar:Frequency A Rate:75.975kHz Pk-Pk:428.8kHz Center:25.9ns 80.0ns #
“Zero Dead Time Counter”(无死区时间计数器,简称ZDT 计数器)
被测 信号
过零点 处 理
事 件 计数器 存 储 和 预处理
时 基 发生器
时 间 计数器
图4.45 ZDT计数原理框图
ua
f1
( at
ud
( c )
t
ud
u
T
e 1
T
数字集成电路第4章
四管TTL电路瞬态特性
LSTTL电路
• 结构变化: • 用SBD(D1、D2）代替多发射极晶体管Q1作 为输入管 • 将Q4的基极泄放电阻R4由接地改为接输出 端，并加了SBD管D5、D6
LSTTL电路特点
• 采用了高阻值的电阻，功耗pD下降为标准 TTL门的1/5 • 用D1、D2、R1组成的SBD为输入管的DTL 电路，LSTTL电路是正用的，SCT代替了 可能进入饱和状态的晶体管，所以管子基 区超额电荷减少，没有必要用反抽能力很 强的多发射极晶体管来加快Q2管脱离饱和 用DTL有下列优点。
简易TTL电路原理
• 问题存在：A为1；B为零，A不仅提供反向 电流；还向B提供横向电流。增加了驱动源 的负担；为了提高负载能力，改进为四管 TTL电路
四管TTL电路原理
• 与前面相比,电路分为三部分,输入部分,输出 部分,倒向部分,在输入和输出之间增加了晶 体管Q2,它可输出互为反相的两个驱动信号, 并提供更大的基极电流 • 以Q3、 R5一起代替了原来的负载电阻 • 当Q5由饱和转为截止时，由于Q2输出两个 相位相反的信号，故Q3必然导通， Q3为射 随状态，电路的输出阻抗很低，提高了高 电平输出时的驱动能力
简易TTL电路原理
• 当输入全为高电平时，晶体管T1反向工作， P点 被嵌位1.4V，晶体管T1集电极电流为发射极电流+ 基极电流；适当选择R1 、R2可以使T2饱和，输出 低电平 • 不仅实现了与非，而且有好的瞬态特性， T2饱和， 输出低电平时，输入A、B、C任意一个或一个以 上变为低电平时，基极电流转向发射极，因而产 生集电极电流IB1β ，这股瞬间的电流很快抽光T2 基区存储的电荷，使T2截止，从而提高开关速度。
非减性Dither与过采样技术在低频模拟采集系统中的应用
K e y w o r d s ： Dither method * oversampling; mean filtering; spur-free dynamic rage ( S F D R ) ; signal to noise rate
( SNR)
mean impr
1 引言
多通道模拟采集电路的动态性能是关乎采集系统
acquisition
accuracy by oversampling and
experimental results
showthat the dynamic performance
of
the acquisition system is
obviously
from 71 dB to 78 d B ， and SNR decreases by 1 .2 dB.
分 型 A/DC可以提供高分辨率和低噪声。 由于采集系
统 中 DC-DC
射 、多
的
以
道切换等一
定
，很 难 实
现 技 术 手 册 上 的 额 定 信 噪 比 （Signal-Noise R atio，
S N R ) ，而 要 达 到 最 佳 的 无 杂 散 动 态 范 围 （Spurious Free
A b s t r a c t : The Dithermethod is an effective way to improve the dynamic performance of multi-channel analog acquisition
system. By analyzing the principle that Dither technology improves the non spur-free dynamic rage ( S F D R ) of the
第四讲_ADC控制器
1 ADC控制器—功能寄存器
ADC控制寄存器
1 ADC控制器—功能寄存器
ADADC控制器—功能寄存器
ADC触摸屏控制寄存器使用说明 1）等待中断模式：ADCTSC=0xD3 2）分离X：ADCTSC=0x69 分离Y：ADCTSC=0x9A 3）自动XY：ADCTSC=0x0C 4）普通模式：没使用触摸屏时默认使用此模式。
2 TS接口—电阻式触摸原理
2 TS接口—实验设计
普通转换 模式
自动x/y 转换 模式 等待中断 模式 分离x/y 转换 模式
开始
初始化 TS控制 器
配置 TS/ADC 中断
2 TS接口—实验设计
普通转换 模式 自动x/y 转换 模式 分离x/y 转换 模式
2 TS接口—电阻式触摸原理
2 TS接口—电阻式触摸原理
2 TS接口—电阻式触摸原理
2 TS接口—电阻式触摸原理
2 TS接口—电阻式触摸原理
第四讲—ADC控制器
目录
1
1.1
1.2
ADC控制器
ADC转换器使用
TS转换器使用
2
LCD控制器
1 ADC控制器—结构及原理
特点
1 ADC控制器—结构及原理
1 ADC控制器—功能寄存器
ADC转换延时寄存器
1 ADC控制器—功能寄存器
ADC数据寄存器
1 ADC控制器—功能寄存器
ADC数据寄存器
1 ADC接口—实验设计
配置 TS/ADC 中断 等待中断 down模式
dithering 原理
dithering 原理Dithering原理一、引言在数字图像处理中，dithering是一种常用的技术，用于在低色彩深度的情况下模拟更高色彩深度的效果。
本文将介绍dithering的原理，以及它在图像处理中的应用。
二、什么是ditheringDithering是一种通过在像素级别上引入噪声来模拟更高色彩深度的技术。
它通过在颜色之间插入额外的颜色值，使得人眼在看到这些颜色值混合的时候产生一种视觉上的混合效果，从而模拟出更多种颜色。
Dithering常用于将高色彩深度的图像转换为低色彩深度的情况下，以保留尽可能多的细节。
三、dithering的原理dithering的原理是基于人眼对颜色的感知机制。
人眼在看到一块颜色均匀的区域时，往往难以分辨出颜色的细微差别。
因此，通过在像素级别上引入噪声，可以让人眼产生一种混合的效果，从而模拟出更多种颜色。
具体而言，dithering的原理可以用以下步骤来描述：1. 将高色彩深度的图像转换为低色彩深度的图像。
2. 对于每个像素，根据其颜色值和相邻像素的颜色值计算出一个误差值。
3. 将误差值分配给相邻的像素，以调整它们的颜色值。
4. 重复步骤2和3，直到所有的像素都被处理完毕。
四、dithering的应用dithering在图像处理中有广泛的应用。
其中最常见的应用是在显示器上显示高色彩深度的图像。
由于显示器的色彩深度有限，当显示高色彩深度的图像时，往往会出现颜色丢失的情况。
通过应用dithering技术，可以在有限的颜色范围内模拟出更多种颜色，提高图像的质量。
dithering还被广泛应用于打印机和图像压缩等领域。
在打印机上，由于打印机的颜色数目有限，通过dithering技术可以在打印出的图像中模拟出更多种颜色，提高打印质量。
在图像压缩中，dithering可以帮助减小图像的文件大小，从而降低存储和传输成本。
五、总结Dithering是一种通过在像素级别上引入噪声来模拟更高色彩深度的技术。
ADC原理及应用指导
3 精度是指输入端加有最大数值量时,DAC 的实际输出值和理论计算值之差,它 主要包括非线性误差、比例系统误差、失调误差。
4 线性度在理想情况下,DAC 的数字输入量作等量增加时,其模拟输出电压也应 作等量增加,但是实际输出往往有偏离。
ADC/DAC 设计经典问答
来源：美国国家半导体公司 1. 什么是小信号带宽（SSBW）？ 小信号带宽（Small Signal Bandwidth (SSBW)）是指在指定的幅值输入信号及特定的 频率下，它的输出幅值比低频时的输出幅值下降指定值时，该特定频率为小信号带宽。 2. 什么是共模电压（VCM）？ 共模电压（Common Mode Voltage (VCM )）是差动输入的两个引脚上相同的直流输 入电压。 3. 什么是 MSB（最高有效位）？ MSB（最高有效位（Most Significant Bit）），是具有最大的值或权重的位。它的值是 满量程的一半。 4. 什么是采样（孔径）延时？ 采样（孔径）延时（Sampling (Aperture) Delay）是时钟输入的后边缘到采样开关打开 所需的时间。采样/保持电路有效地停止输入信号捕获，并进入“保持”模式，确定时钟延时 后的采样。 5. 什么是满量程（FS）输入范围？ 满量程输入范围（Full Scale Input Range），是指模数转换器上数字化的输入电压的输 入范围，既不低于这个范围也不超过这个范围。 比如 V REF + = 3.5V 和 VREF - = 1.5V, FS = (VREF + )-(VREF - ) = 2.0V。 6. 什么是时钟占空比？ 时钟占空比（Clock Duty Cycle）是时钟波形高电平时间和一个时钟周期总时间的比值。
delta-sigma adc原理
delta-sigma adc原理Delta-Sigma ADC是一种常用的模数转换器，其原理基于Δ-Σ调制（Delta-Sigma Modulation）。
它应用广泛，特点是可实现高分辨率、低失真和高动态范围的模数转换。
1.简介Delta-Sigma ADC是将模拟信号转换为数字信号的一种技术。
它使用增量调制技术将输入信号转换为脉冲序列，再通过积分器形成模拟信号。
然后通过数字滤波器对模拟信号进行滤波，最后得到输出数字信号。
2.增量调制增量调制是Delta-Sigma ADC的核心部分。
它通过比较输入信号与量化器输出信号的差值，生成Δ-Σ调制的输出脉冲序列。
在增量调制中，使用一个比较器将输入信号与量化器输出信号进行比较。
当输入信号大于量化器输出信号时，比较器输出1；当输入信号小于量化器输出信号时，比较器输出-1。
这样，通过不断比较输入信号与量化器输出信号，就可以得到Δ-Σ调制的输出脉冲序列。
3.积分器在增量调制过程中，由于比较操作是离散的，会导致增量调制的输出脉冲序列带有高频成分。
为了消除这些高频成分，需要使用积分器将输出脉冲序列转换为模拟信号。
积分器通过对输出脉冲序列进行积分，得到与输入信号相关的模拟信号。
积分器可以使用电容器和运算放大器等元件来实现。
4.数字滤波器模拟信号经过积分器转换为数字信号后，仍然存在一些高频噪声。
为了滤除这些噪声，需要使用数字滤波器对数字信号进行滤波。
最常用的数字滤波器是低通滤波器，可以通过抽取和重插值的方式实现。
5.数据处理通过数字滤波器滤波后得到的输出数字信号可以用于后续的数据处理。
可以对其进行采样、量化和编码等操作，以得到最终的数字输出结果。
6.优势Delta-Sigma ADC具有以下优势：-高分辨率：通过增量调制和数字滤波器，可以实现较高的分辨率。
-低失真：增量调制和数字滤波器的特性可以降低噪声和失真。
-高动态范围：Delta-Sigma ADC可以实现比较大的动态范围，适用于高精度应用场景。
ADC的基本原理
ADC的基本原理
ADC（Analog-to-Digital Converter，模数转换器）是一种能够
将模拟信号转换成数字信号的电子设备或电路。
其基本原理是通过对连续变化的模拟信号进行采样和量化，将其转换为相应的离散数值，从而方便数字系统的处理和存储。
ADC的基本工作原理可分为三个步骤：采样、量化和编码。
首先，在采样阶段，ADC会以一定的采样频率对输入的模拟
信号进行采样，将连续的模拟信号转换为一系列离散的采样值。
采样频率越高，采样精度越高，但同时也会增加系统的计算和存储负荷。
接下来，在量化阶段，ADC会将采样得到的连续信号值转换
为相应的离散数值。
采样值的量化可以通过将其划分成一系列等间隔的量化间隔来实现。
量化的精度可以由量化间隔的大小决定，通常以比特数（bit）表示，表示采样值能够表示的离
散级别数量。
比特数越高，量化分辨率越高，信号的细节能够更加精确地被表示出来。
最后，在编码阶段，ADC会将量化得到的离散数值转换为二
进制编码形式，以便数字系统能够处理和存储。
常见的编码方式包括二进制补码、二进制反码和二进制无符号码等。
总之，ADC能够将连续的模拟信号转换为相应的离散数字信号，从而实现模拟信号与数字系统的接口。
通过采样、量化和
编码这三个步骤，ADC能够将模拟信号的信息以数字形式表示出来，方便数字系统进行处理、计算和存储。
数字信号处理-原理、实现及应用(第4版) 第四章 模拟信号的数字处理
结论：
正弦信号采样（2）
三点结论： （1）对正弦信号，若 Fs 2 f0 时，不能保证从采样信号恢
复原正弦信号； （2）正弦信号在恢复时有三个未知参数，分别是振幅A、
频率f和初相位，所以，只要保证在一个周期内均匀采样 三点，即可由采样信号准确恢复原正弦信号。所以，只要 采样频率 Fs 3 f0 ，就不会丢失信息。 （3）对采样后的正弦序列做截断处理时，截断长度必须 是此正弦序列周期的整数倍，才不会产生频谱泄漏。（见 第四章4.5.3节进行详细分析）。
D/A
D/A为理想恢复，相当于理想的低通滤波器，ya (t) 的傅里叶变换为：
Ya ( j) Y (e jT )G( j) H (e jT ) X (e jT )G( j)
保真系统中的应用。
在 |Ω|>π/T ，引入了原模拟信号没有的高频分量，时域上表现
为台阶。
ideal filter
•
-fs
-fs/2 o
• fs/2 fs
f •
2fs
•
•
-fs
-fs/2 o
fs/2
•
fs
•
f
2fs
措施
D/A之前，增加数字滤波器，幅度特性为 Sa(x) 的倒数。
在零阶保持器后，增加一个低通滤波器，滤除高频分量， 对信号进行平滑，也称平滑滤波器。
c
如何恢复原信号的频谱？
P (j)
加低通滤波器，传输函数为
G(
j)
T
0
s 2 s 2
s
0
s
X a ( j)
s 2
s c c
s
理想采样的恢复
ADC原理及其一般工作步骤
电路复杂，3位ADC需比较器的数目为7个，位数增加，比较器 的数目按幂次增加。
为了解决提高分辨率和增加元件数的矛盾，可以采取分级并 行转换的方法。
vI
v 0 I VREF/15 v VREF/15 I 3VREF/15 v 3VREF /15 I 5VREF/15 v 5VREF/15 I 7VREF/15 v 7VREF/15 I 9VREF/15 v 9VREF/15 I 11VREF/15 v 11VREF/15 I 13VREF/15 v 13VREF/15 I 15VREF/15
R
+
C3
5VREF/8
–
R
+
C4
4VREF/8
–
R
+
C5
3VREF/8
–
R
+
C6
2VREF/8
–
R
+
C7
VREF/8
–
R
D触发器
C7
1D
Q I7
＞ C1
C6
1D
Q I6
输出 数字 量
＞ C1
C5
1D
Q
优 I5
＞ C1
先
C4
1D
Q
编
码 I4
＞ C1
器
D0 (LSB) D0
D1
C3
1D
Q I3
＞ C1
C2
8.3.1 ADC原理
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第四章 Dither的原理及其在ADC中的应用Dither的字面意思是“发抖”、“抖动”、“颤`动”。
Dither技术已运用在许多方面，如在控制系统中用Dither技术进行雷达天线的自适应补偿、射电望远镜中滑动摩擦的补偿；在铁电物质LCD中运用Dither技术可实现一千六百万种色调；在扫描光学显微镜中利用Dither 原理提高其灵敏度；在研究无序系统时注入dither则起到了很好的效果等等。
总之，Dither 技术在语音、声学仪器；分析振动和滚动的机器设备；研究电子线路的非线性畸变等许多领域得到应用。
而在这里则着重探讨Dither在ADC中的应用。
第一节 Dither信号在ADC中的运用和发展历史1951年Goodall首先将Dither信号用在视频脉码调制(PCM)中以降低量化效应。
Goodall 用一个5bit,32 level高速ADC来再生电视图像时，图像强度上由量化步长而产生轮廓效应很容易被肉眼察觉。
Goodall发现加入一个幅度均方值小于输入信号峰峰值40dB的随机噪声后，轮廓就被遮掩了。
虽然图像好比被“噪化”，但大多数观察者认为这样的系统还是比较完美的。
Robert进一步研究运用噪声屏蔽轮廓效应。
他指出通常需要6到7个量化比特才能获得良好图像，当加入伪随机噪声后，只要3到4个量化比特就能得到人们可接受的图像。
在他的工作中还有几个新思想。
首先，他提出在ADC输入端加入一定量的噪声，在重新转换为模拟信号后再减去同样量的噪声的概念；其次，他明确地指出：这种加入噪声的处理打乱了原有的数字编码步长而类似于附加噪声，这使得整个变换通道非常类似于一个模拟通道。
很明显，这种加-减结构只是平均了输入信号，而一点也没有增加噪声的均方值。
有了Dither，量化噪声就变成了宽带噪声而和信号不相关。
到了60年代早期，Dither得到广泛的应用。
这就是在量化器的输入端再加上一个模拟信号，在量化后再把它减掉。
Schuchman研究了作用在量化噪声上的Dither效应。
简而言之，量化器的输出包括两项：一是信号信息，二是噪声，噪声是信号的函数。
Widrow阐明了量化噪声与信号统计上的独立能使量化损失最小化。
而Schuchman给出了使量化噪声与信号统计上独立的Dither信号条件。
他认为最优的Dither信号是宽度为量化步长、幅度为均匀概率密度函数的噪声信号。
有了这个Dither信号就能使每次采样信号统计上相互独立。
Spang和Schuchman探讨了量化噪声的另一个有趣方面。
他们指出通过加反馈到ADC 可以使噪声频谱改变，并使给定频域的噪声减少，虽然这样做增加了总的噪声。
Iayant和Rabiner分析了Dither信号在语音信号量化中的应用。
他们得出了这样的结论：如果每个样本的量化bit少于5~6 bit，Dither信号就显得非常有效和有意义。
他们也证明：用伪随机噪声作为有效Dither信号时，噪声步长无需小于四分之一量化步长。
Blesser对数字音频信号作了详尽的验证。
他明确地指出：量化信号的平均值能在两个值之间被连续地除去。
从他的描述中可以清楚地看到，对于数字音频，Dither未必要采用Robert的加-减结构，而只要简单地把一个噪声加到ADC的输入端就可以了。
随后许多人的工作都澄清了人们的一个共同误解：这就是如果信号很小或者信号的细节部分很小，且小于量化步长时，信号就会有丢失。
这在通常情况下是对的，然而当被量化的信号加上一个幅度近似等于量化步长的宽带噪声Dither时，这种说法就不对了。
1984年Vanderkooy和Lipshitz追踪了Dither在视频中的运用，并把它运用在音频信号中。
他们对Dither效应从理论上和实验上进行了分析。
通过量化信号的实例说明了Dither有效地把畸变转化为低幅度的宽带噪声，将被平均的量化器阶梯状传递函数线性化。
这些改善效果都能被人耳所查觉。
1987年Blesser和Locanthi打破常规的Dither方法而用一个位于Nyquist频点的窄带信号作为Dither信号来改善ADC的信噪比。
增加窄带Dither信号的幅度就等同于宽带Dither 信号。
Blesser和Locanthi的实验比较了位于Nyquist频点的窄带Dither信号和常规的Dither 信号。
他们得出这样结论：4~5LSB窄带Nyquist频点的Dither信号，在线性化ADC量化畸变中很有效。
到了90年代，M F Wagdy等多人对Dither改善ADC的量化噪声、传递函数的微分非线性和积分非线性作了详尽的论述，并做了大量的理论分析。
Dither在改善ADC性能中的作用得到广泛的承认和应用。
HP公司在其HP 89400系列矢量信号分析仪（VSA）中采用了dither技术，使其12位ADC能达到23位的等效分辨率。
第二节A/D 转换所产生的噪声和失真4-2-1 量化产生的误差任何一个A/D转换器对模拟信号进行模/数转换时都会产生量化误差，ADC的量化误差曲线如第二章图2-1-3所示。
如果输入信号是一个随机信号（与采样频率不相关），它的量化误差是一个白噪声。
以上结论有一个先决条件：这就是输入信号是一个大幅度且频率成份复杂的信号。
当输入信号是一个小信号时，则结论就不正确了。
下面来看一种特殊的情况：假设输入信号为幅度刚好小于1LSB的正弦波，且电平位于图4-2-1（a）的情况时，量化器的输出为一个方波，其频率为输入信号的频率，当输入信号的电平位于图4-2-1（b）的情况时，量化器的输出为0。
( a )( b )图4-2-1 1LSB小信号的量化输出以上是小幅度的输入信号，输出信号已经发生了巨大的变化，量化噪声（输入信号与输出信号之差）显然是和输入信号有关的。
如果把一个单一频率且有一定幅度的正弦波送入一个理想的ADC进行量化（有限位数），再通过一个理想的DAC把它转换为模拟信号，可以看到输出波形是一个阶梯状的正弦波，如图4-2-2。
图4-2-2 理想ADC量化后的正弦信号如果对这个阶梯状的正弦波进行傅里叶分析，就能发现它的频谱中除了输入信号的尖峰外，还有许多小的频率成分。
由此可见，量化把多余的频率成份加到了信号上。
下面就来分析这些非输入信号成分的产生和输入信号、ADC的特性、采样时钟之间的关系，以及如何采用Dither技术来尽可能地减小这些非输入信号成分。
图4-2-3 单频信号的频谱4-2-2．ADC静态非线形特性对其动态动态特性的影响仅用静态特性如DNL和INL来描述ADC的动态特性是不够的。
假定一个ADC在-FS 处的一个码有最坏的DNL误差(+2LSB)，这是一种相当坏的情况，而这个ADC的的其它码的DNL误差为0，如图4-2-4。
所以尽管这种ADC在-FS处有最坏的DNL，但是输入信号很少到达这个最大处，所以这个ADC还是有很好的动态响应。
再假定另外一个ADC在中间处的有最坏的DNL误差(+0.25)，经仔细确定，中间四个连续码每个都有+0.25LSB的DNL 误差，而这个ADC的的其它码的DNL误差为0，如图4-2-4，这个ADC的传递函数的净误差为+1LSB。
也是一个比较大的误差。
由于输入信号会不断地经过ADC的中间点，因此，误差就会不断地被积累，ADC的动态响应因此而变坏。
所以，不能从总体上看DNL和INL，而必须不同条件下（如码位、输入信号频率等）来看DNL和INL。
图4-2-4 两种ADC的DNL对于ADC结构所带来的传递函数的非线性，可以通过分析AD9042来说明。
AD9042的内部是由两级ADC组成的，如图4-2-5所示。
图4-2-5 AD9042的内部结构第一级是一个6bit的ADC，第二级是一个7bit的ADC。
两级合在一起构成一个12bit 的ADC（第二级中的一位用作误差矫正）。
第一级转换的6bit数值再由DAC转换为模拟信号。
原始信号和该模拟信号相减并由保持电路TH3保持，通过A2放大器放大后送入第二级ADC进行转换。
从这种结构中可以看出，12bit的ADC被分成了两级，每级ADC是一个相对独立的快闪式ADC。
虽然每级ADC可以通过精确地调整电阻网络使其转换函数尽可能地逼近理想的转换函数。
然而，第二级的ADC输入是由原始信号和第一级DAC转换出模拟信号相减而生成的，并再次经过了放大。
因此，很难做到两级合成的数据非常正确地表示输入信号，尽管采用了一位作为矫正位。
由于第一级是6bit的ADC，因此第一级DAC 转换出的模拟信号共有64种电平。
输入信号和这64种电平中的一种相减再送入第二级，这样在这64种电平处就会存在较明显的转换函数的畸变。
同样这种畸变也反映在INL和DNL 上，如图4-2-6所示：图4-2-6 AD9042的INL和DNL图4-2-6中的a和b分别代表两个不同的AD9042。
尽管两个AD9042的INL和DNL都比较好，且两者的INL和DNL的细节部分相比都有一定的差别。
但两者都有一个共同的特点：无论是INL还是DNL，都呈现重复特性，一共重复64次。
这是由于AD9042的两级ADC 结构所造成的，第二级的INL 和DNL 特性被重复了第一级的量化次数遍。
对于图4-2-6b ，虽然最坏的DNL 也小于0.25LSB ，然而这种重复特性的传递函数会给小动态范围的信号造成重大的破坏。
如果一个满幅度信号的SFDR 为88dBFS ，那么对于一个低于满幅度20dB 的小信号来说，这种重复的DNL 特性就会使SFDR 降到80dBFS 。
下面来定性地分析DNL 误差所产生的积累误差。
为了能理解DNL 误差对ADC 动态特性的影响。
首先引入ADC 输出码概率密度函数(PDF)的概念。
把一个正弦波信号输入ADC ，不难推出它的输出码概率密度函数为： ⎥⎦⎤⎢⎣⎡---⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛⎥⎦⎤⎢⎣⎡-=----N N N N th A I V A I V code I P 2)21(sin 2)2(sin 1)(1111π （4-2-1）其中： V ： ADC 的满量程电平。
N ： ADC 的的量化位数。
I ： 公式中所要求的第几个码的码号。
A ： 正弦波信号的峰值电平。
运用这个公式，先来看满量程幅度的正弦波信号。
对于一个12位的ADC 来说，根据式（4-2-1），出现满量程码的概率密度为1%，与此相对应，出现在半满量程码的概率密度为0.015%。
这就造成了正弦波信号输出码的概率密度曲线为一个两头尖峰，中间下凹的形状，如图4-2-7所示。
图4-2-7 正弦波信号输出码的概率密度曲线这是由于正弦波在两端最大值时变化慢，中间最小值时变化快所造成的。
如果定义第I 码的微分非线性误差为 DNL(I)，那么，一个满幅度的正弦波信号由微分非线性而造成的总误差为：⎰=⨯=codecode I total I DNL I P Error max min )()( （4-2-2）当输入信号低于满量程-30dB 时，ADC 的输出码只有所有码的3%，输入正弦波信号的峰值码的概率为3%，而中值码的概率为0.5%，如图4-2-7。