运放的稳定性与频率补偿

理解运放的频率补偿和单位增益稳定

运放的电压追随电路，如图1所示，利用虚短、虚断，一眼看上去简单明了，没有什么太多内容需要注意，那你可能就大错特错了。理解好运放的电压追随电路，对于理解运放同相、反相、差分、以及各种各样的运放的电路，都有很大的帮助。图1 运放电压追随电路电压追随电路分析如果我们连接运放的输出到它的反相输入端，然后在同相输入端施加一个电压信号，我们会发现运放的输出电压会很好的追随着输入电压。假设初始状态运放的输入、输出电压都为0V，然后当Vin从0V开始增加的时候，Vout也会增加，而且是往正电压的方向增加。这是因为假设Vin 突然增大，Vout还没有响应依然是0V的时候，Ve=Vin-Vout是大于0的，所以乘上运放的开环增益，Vout=Ve*A，使得运放的输出Vout开始往正电压的方向增加。当随着Vout增加的时候，输出电压被反馈回到反相输入端，然后会减小运放两个输入端之间的压差，也就是Ve会减小，在同样的开环增益的情况下，Vout自然会降低。最终的结果就是，无论输入是多大的输入电压（当然是在运放的输入电压范围内），运放始终会输出一个十分接近Vin的电压，但是这个输出电压Vout是刚好低于Vin的，以保证的运放两个输入端之间有足够的电压差Ve，来维持运放的输出，也就是Vout=Ve*A。运放电路中的负反馈这个电路很快就会达到一个稳定状态，输出电压的幅值会很准确的维持运放两个输入端之间的压差，这个压差Ve反过来会产生准确的运放输出电压的幅值。将运放的输出与运放的反相输入端连接起来，这样的方式被称为负反馈，这是使系统达到自稳定的关键。这不仅仅适用于运放，同样适用于任何常见的动态系统。这种稳定使得运放具备工作在线性模式的能力，而不是仅仅处于饱和的状态，全“开”或者全“关”，就像它被用于没有任何负反馈的比较器一样。由于运放的增益很高，在运放反相输入端维持的电压几乎与Vin相等。举例来说，一个运放的开环增益为200 000。如果Vin等于6V，这时输出电压会是5.999 970 000 149 999V。这在运放的输入端产生了足够的电压差 Ve=6V-5.999 970 000 149 999V=29.999 85uV，这个电压会被放大然后在输出端产生幅值为5.999 970 000 149 999V的电压，从而这个系统会稳定在这里。正如你所见，29.999 85uV是一个很小的电压，因此对于实际计算来说，我们可以认为由负反馈维持的运放两个输入端之间的压差Ve=0V，整个过程如图2所示。这也就是我们熟悉的“虚短”，而由于运放的两个输入

运放的超前补偿

运放的超前补偿 TI 的运放手册《Op Amps For Everyone 》的第八章“电压反馈运放的补偿”讲过运放的超前补偿，个人觉得讲得不是很明白，以下用几个图和公式来更清楚地说明这个问题，作者水平有限欢迎各位指正。 in out aV V = (2) out f g g return V C R R R V //+= (3) 其中a 是运放的增益，注意推导开环增益不能使用“虚短”“虚断”的概念，假设运放的反相输入端2脚断开，通过求Vreturn 和Vin 的关系可以算出开环增益，综合(1),(2),(3)可以得出：理想的同相运放开环增益如(5)式所示； g f g R R R a A +=β (5)

一般运放的增益a 可以用二阶式子代替(假设1/1τ<1/2τ)： ) 1)(1(1 21++= s s a ττ (6) 同理，比较(4)式和(5) 式，超前补偿则可理解为，开环传函引入了一个新的零点和一个新的极点，但是Rf>Rg||Rf ，所以在波特图上，零点的位置总是在极点位置的左边，可补偿的时候，我们总是设法让(4)式中的零点与极点1/2τ相抵消。下面从波特图上分析，波特图如下图所示： dB 0dB 1/R F C 1/(R F ||R G )C lg(f) 图 2 图中可以看出，补偿后的开环传递函数增益明显“上移”，联想到运放的增益补偿就可以初步推断：开环增益增大一般会导致闭环增益减小，从而闭环波特图下移，带宽减小，噪声减小，稳定性增加。可以计算得出，经过补偿后，系统的闭环传递函数为： (7) 图1所示电路图若采用反相结构，则闭环传递函数为： (8) 而未补偿的理想的闭环传递函数为：

东南大学模电实验六多级放大器的频率补偿和反馈

实验六多级放大器的频率补偿和反馈实验目的： 1. 掌握多级放大器的设计，通过仿真了解集成运算放大器内部核心电路结构； 2. 掌握多级放大器基本电参数的定义，掌握基本的仿真方法； 3. 熟悉多级放大器频率补偿的基本方法； 4. 掌握反馈对放大器的影响。实验内容： 1. 多级放大器的基本结构及直流工作点设计基本的多级放大器如图 1 所示，主要由偏置电路，输入差分放大器和输出级构成，是构成集成运算放大器核心电路的电路结构之一。其中偏置电路由电阻 R1 和三极管Q4 构成，差分放大器由三极管Q3、NPN 差分对管U2 以及PNP 差分对管U1 构成，输出级由三极管 Q2 和PNP 差分对管U3 构成。实验任务：图 1. 基本的多级放大器

○1 若输入信号的直流电压为2V，通过仿真得到图1 中节点1，节点2 和节点3 的直流工作点电压； V1（V）V2（V）V3（V） ○2 若输出级的NPN 管Q2 采两只管子并联，则放大器的输出直流电压为多少结合仿真结果给出输出级直流工作点电流的设置方法。

V1（V）V2（V）V3（V）解：将①和②对比可以发现，V3的数值产生明显的变化。Q2之所以采用单只管子，是因为这样可以增大输出直流电压，使得工作点更稳定，提高直流工作点。 2. 多级放大器的基本电参数仿真实验任务： ○差模增益及放大器带宽将输入信号V2 和V3 的直流电压设置为2V，AC 输入幅度都设置为，相位相差180°，采用AC 分析得到电路的低频差模增益A，并提交输出电压V(3)的幅频特性和相频特性仿真结果图；在幅频特性曲线中标注出电路的-3dB 带宽，即上限频率f；在相频特性曲线中标注出0dB 处的相位。解：低频差模增益AvdI= 电压V（3）的幅频特性和相频特性仿真结果图：

CMOS二级密勒补偿运算放大器的设计

课程设计报告设计课题: CMOS二级密勒补偿运算放大器的设计姓名: XXX 专业:集成电路设计与集成系统学号: 1115103004 日期 2015年1月17日指导教师: XXX 国立华侨大学信息科学与工程学院

一：CMOS二级密勒补偿运算放大器的设计 1:电路结构最基本的CMOS二级密勒补偿运算跨导放大器的结构如下图，主要包括四部分：第一级PMOS输入对管差分放大电路，第二级共源放大电路，偏置电路和相位补偿电路。 2：电路描述：输入级放大电路由M1~M5组成。M1和M2组成PMOS差分输入对管，差分输入与单端输入相比可以有效抑制共模信号干扰；M3和M4为电流镜有源负载；M5为第一级放大电路提供恒定偏置电流。输出级放大电路由M6和M7组成，M6为共源放大器，M7为其提供恒定偏置电流同时作为第二级输出负载。偏置电路由M8~M13和Rb组成，这是一个共源共栅电流源，M8和M9宽长比相同。M12和M13相比，源级加入了电阻Rb，组成微电流源，产生电流Ib。对称的M11和M12构成共源共栅结构，减少了沟道长度调制效应造成的电流误差。在提供偏置电流的同时，还为M14栅极提供偏置电压。相位补偿电路由M14和Cc组成，M14工作在线性区，可等效为一个电阻，与电容Cc一起跨接在第二级输入输出之间，构成RC密勒补偿。

3:两级运放主体电路设计由于第一级差分输入对管M1与M2相同，有 R1表示第一级输出电阻，其值为则第一级的电压增益对第二级，有第二级的电压增益故总的直流开环电压增益为

所以 4：偏置电路设计偏置电路由 M8~M13 构成，其中包括两个故意失配的晶体管M12 和M13，电阻RB 串联在M12 的源极，它决定着偏置电流和gm12，所以一般为片外电阻以保证其精确稳定。为了最大程度的降低M12 的沟道长度调制效应，采用了Cascode 连接的M10以及用与其匹配的二极管连接的M11 来提供M10 的偏置电压。最后，由匹配的PMOS器件M8 和M9 构成的镜像电流源将电流IB 复制到M11 和M13，同时也为M5 和M7提供偏置。下面进行具体计算。镜像电流源M8 和M9 使得M13 的电流与M12 的电流相等，都为IB，从而有而由电路可知联立上式可以得到：

频率补偿电路设计报告---电子设计大赛资料

频率补偿电路设计报告摘要本系统基于零极点补偿的理论，设计了一个频率补偿电路，能够补偿“模拟某传感器特性的电路模块”（以下简称“模拟模块”）的高频特性。该系统主要由前端模拟模块、中间级频率补偿模块、后端低通滤波模块组成。其中，频率补偿模块由并联的三个滤波电路和一个比例加法电路组成，通过调节增益比例关系，可以将补偿网络的传递函数分解成易于硬件实现的一阶并联系统，最终使其频率特性向高频拓展。通过测试，该系统的模拟模块能达到4.53KHz的截止频率；而串联补偿网络电路后，整个系统的截止频率能达到98.5KHz，且电压波动很好的控制在了12%以内，噪声均方根电压也小于10mv。其它方面，系统依赖MSP430F149单片机最小系统和辅助电路，完成了补偿电路的输出采样，能够记录各个频率点的电压波动，并通过液晶显示出通频带内的幅频特性。

一、方案论证与比较方案一：程控增益控制抬高补偿频率范围内的电压。通过分析，程控增益能够实现频率补偿，利用单片机通过AD实时采样输出信号，与输入信号比较，从而控制程控放大器的放大倍数使输出与输入信号幅度基本一致。但是该方案在低频段很不稳定，且单片机的控制增益的速度有限，不能满足本题目的要求，舍去。方案二：幅值补偿法。根据模拟模块的输出Vb，通过一个移相网络使Vb的相位与输入信号Vs相同，经过一个减法器得到两者之差，然后在通过一个移相网络，使减法器的输出与Vb相位相同，最后它们经过一个加法器输出，达到输出信号与输入信号幅度基本相同，且不随频率的变化而大幅度变化，从而拓宽通频带，达到频率补偿的目的。但是输入信号经过模拟模块的输出Vb与Vs的相位差随着频率的变化而变化，锁相环构成的移相网络锁定频率很难跟上其变化，故输出信号的幅度达不到设计要求，舍去该方案。方案三：零极点补偿法的串联实现。根据模拟模块的传递函数() G s，用补偿网 O 络() H s的零点消去原传递函数的极点，补偿传递函数的极点就变成了补偿后传 S 递函数的极点。因此，通过改变传递函数极点的方式可以拓展系统的高频特性。但是采用串联方式设计硬件电路时，可能会在传递函数化简时得到一阶积分系统，容易出现过冲，很难保证补偿网络的电压稳定。故舍去该方案。方案四：零极点补偿法的并联实现。理论同方案三，只需将串联补偿传递函数化简成并联形式。其结构框图如图1。该方案将传递函数分解出真分式形式，且分子项不含零点，电路容易实现，所以最终选择该方案。图1、并联补偿结构框图虽然系统要求中不包含软件设计，但该系统进行了拓展，设计了一个单片机控制的显示器，能够很好的显示输出电压。系统框图如图2所示。

运放的反馈和补偿_intersil

放大器的反馈和补偿前言：这是我翻译的第二篇文章，前面翻译过电流型运放的应用笔记，只是翻译了一遍，没做修改。后来发现翻译的不是很好，而且还有很多的错别字。原本觉得别人翻译的很不好，现在发现自己翻译的也不怎么样。翻译确实不是一件容易的事情，不是说每个单词，每句话读懂就能翻译的好的。其实翻译是整段的意译（甚至是整篇文章的），而不是逐句的翻译。因为不同的语言表述的方法是不同的，做好翻译不仅要懂英语，而且要很深的专业知识。说的明白一点就是，把别人的文章读懂，然后重新写一篇文章，这才是翻译的正道。前几天读文章，很明显的能感觉到那是中国人写的英语文章。原本想把这篇文章好好的把整片文章的思想好好翻译一下，翻译出一篇好的文章。从现在看来是不太可能了，因为时间还有我很懒，现在离我翻译完这篇文章都好久了，一直没有时间再去管他。我觉得以后不会在整理了，所以决定就这样发到网上吧。这篇文章也只是翻译了一遍，只是前面大概8页，稍加整理过，后面的翻译完基本就没有再看了。后面补偿那一部分建议再去看一下国半的AN1604——Decompensated Operational Amplifiers，毕竟不是同一家公司，里面的符号可能不同，注意一点就行。本想也翻译一下国半的这篇文章，现在看来希望渺茫。这些两篇文章都很好，只是有细节地方可能有错误，建议读一下原文。 By：惜荷介绍反馈的电路中有很多优良的性能[1]，但是反馈电路设计复杂，而且搞不好还会振荡。本文用作图的方法简化了计算，这样就可以更容易的设计处稳定且性能优良的电路，而不必担心反馈电路的振荡和振铃现象了。一般反馈方程如Figure 1所示，几乎所有反馈电路都可以化简为Figure1的框图形式[2]。假设上一级的输出阻抗远小于输入阻抗，得方程EQ.1、EQ.2、EQ.3。一般情况下这种假设可以满足我们平时的计算。解方程EQ.1、EQ.2、EQ.3得EQ.4、EQ.5，这两个方程就是反馈系统的方程。开环增益A一般由像运放这样的有源器件决定，β为反馈系数，通常反馈部分只包含无源器件。开环增益A接近与无穷，Aβ远远大于1，忽略EQ.4分母上的1，EQ.4可近似为 EQ.6. V0/V i称作闭环增益。EQ.6不包含直接增益A，所以闭环增益与放大器的参数（A）无

开关调节器设计中的频率补偿(二)

开关调节器设计中的频率补偿（二）作者：Nigel Smith 便携式电源业务开发经理德州仪器公司在该系列文章的第一部分中，我们探讨了开关转换器的正向通道。在该第二部分(即最后一部分)中，我们将要探讨的是在环路处于关闭状态且全部电路被补偿时的反馈通道。第二部分：反馈通道补偿一旦正向通道的增益和相位响应为已知，那么就可以设计出误差放大器的响应。频率补偿的主要目的是为了确保：(a) 足够的相位裕度（通常大于 45°）；及 (b) 一个足够的增益裕度（通常大于 10 dB）。除此以外，环路增益还应该通过单位增益 (unity)，斜率为 -20dB/decade。在将频率补偿设计出来以前，必须选择一个合适的交叉频率f c。高交叉频率的开关转换器可以对运行状态的变化迅速地做出响应，因此一般为较好的选择；但是，采样原理限制了可以使用的最大交叉频率。在实践中，f c 一般位于 1/10 和1/6 f sw之间，但是，如果该频率上误差放大器的开环路增益不足，那么则可能要进一步减小f c。可以从其 Bode 曲线中选择理想的交叉频率、增益、相位和f c处正向通道的斜率。通过对两者进行比较，现在可以很容易地获得所要求的增益、相位和f c处补偿误差放大器的斜率。通常使用的三种补偿方案为类型I、类型 II和类型 III（见图1）。类型 I 通常不用于开关调节器电路，这里将不作讨论。

图1、常用的补偿电路及其响应类型 II 补偿在源端 (origin) 具有一个极点（以获得高 DC 增益），以及一个额外的零点和极点。其产生的频率响应包含一个介于零点和极点的偏平区域。类型II 补偿一般被用于那些在交叉频率上输出滤波器具有一个单极点衰减的应用中。通过确保交叉频率出现在误差放大器响应偏平部分的区域，可以获得f c上理想的 -20dB/decade 衰减。表1、一个类型 II 补偿电路的相位变化表2、一个类型 III 补偿电路的相位变化

运放相位(频率)补偿电路设计

集成运放的内部是一个多级放大器。其对数幅频特性如图...1所示中的曲线①(实线)。对数幅频特性曲线在零分贝以上的转折点称为极点。图中，称P1 P2点为极点。极点对应的频率称为转折频率，如fp1,fp2,第一个极点，即频率最低的极点称为主极点。在极点处，输出信号比输入信号相位滞后45°，幅频特性曲线按-20dB/10倍频程斜率变化，每十倍频程输出信号比输入信号相位滞后90。极点越多，越容易自激，即越不稳定。为使集成运放工作稳定，需进行相位(频率)补偿。按补偿原理分滞后补偿、超前补偿及滞后一超前补偿等。滞后补偿:凡是使相移增大的补偿即被称为滞后补偿。滞后补偿使主极点频率降低，即放大器频带变窄。如补偿后只有一个极点，则被称为单极点，如图2.21(a)所示中的曲线②。超前补偿:凡是使相移减小的补偿即被称为超前补偿，超前补偿使幅频特性曲线出现零点,即放大器频带变宽。在零点处输出信号比输入信号相位超前45°，幅频特性曲线按+20dB/10倍频程斜率变化。补偿办法是将零点与补偿前的一个极点重合，如图2.21(a)中的P2点，补偿后的幅频特性曲线如图2.21(a)所示中的曲线③，补偿后频带展宽。

1.输入端的滞后补偿网络(外部滞后补偿) 在集成运放的两输入端之问并一串联的电阻(RB)、电容(CB)的网络被称为输入端的滞后补偿。这种补偿使通频带变窄，适用于对频带要求不高的电路。这种方法也有助于提高集成运放的上升速率。 RB，CB的估算方法(I) 在放大器增益给定的条件下暂时短接CB，在集成运放两输入端之间并联RB，RB的值由大到小的改变，直至放大器进入临界稳定状态。这时可用示波器看到近似正弦波。并用示波器水平(时间)轴测出振荡周期，换算出振荡频率fo实际是放大器的放大倍数等于1时的频率。补偿电容CB的值可按下式估算，即 CB》1/(RB*f)

一种用于CMOS运算放大器的改进的频率补偿技术

一种用于CMOS运算放大器的改进的频率补偿技术 BHUPENDRA K. AHUIJ 摘要：一般常用的CMOS两级运算放大器由于二阶RC补偿网络的存在使其两方面的基本性能受到了限制．第一，这种频率补偿技术只在有限的容性负载范围内使系统稳定工作；第二，电源抑制能力在开环极点外会有严重的退化，这里要介绍的技术可以使电路在更宽的容性负载范围内稳定工作，同时V BB电源抑制能力也有了很大提高，可以在很宽的带宽内保持较强的电源抑制能力．本文首先在其频率特性和噪声特性方面做了数学推导，然后由N阱CMOS工艺实现了此技术．实验结果显示此技术可使电路的负电源抑制比在10kHz时达到70dB，1kHz时输入噪声密度为50 nV/√Hz． Ⅰ简介线性CMOS技术在过去的5年内取得了显著的进展，它可以提供高性能低功耗的模拟电路模块，如运算放大器、比较器、缓冲器等．这些电路能以较小的面积和较低的功耗获得可与双极型电路相比较的性能，这使得单片集成高标准的复杂的滤波器、A/D与D/A转换器等成为可能．CMOS技术由于具有相对简单的电路结构和灵活的设计，比NMOS技术更有优势，并且正在作为未来线性模拟集成电路的主要技术而被迅速接受，特别是在远程通信领域[1][2]．运算放大器作为任何模拟集成电路的重要模块，两种技术都对其制成做过报道[3][6]．典型的CMOS运算放大器为两级增益结构，第一级为差分输入单端输出级，第二级为A类或AB类输出倒相级．通常每一级的增益都被设计在40~100的范围之内．图1（a）所示为典型的CMOS运算放大器电路结构，图1（b）为其早期的交流等效模型．此结构是国内IC中使用的最合适驱动容性负载的结构．简单的说，M1~M5形成了差分输入级，而M6、M7形成了输出倒相级．第二级增益处的RC 网络为运算放大器提供频率补偿．这种电路，已经被很多学者分析过[5][7]，包含一个主极点、两个复杂的高频级点和一个零点，该零点可以通过增大补偿电阻RZ 从频谱图的右半平面移动到左半平面，如图1（c）所示．在高频时由于补偿电容的存在使第一级输出与运算放大器输出间形成一个没有反相的前馈通路，所以运算放大器的表现出如下的性能退化： 1）负载电容达到补偿电容的量级时，电路的稳定性会大幅降低（C L必须远小于g m2C C/g m1以避免在单位增益带宽产生第二个极点）． 2）在PMOS管作为差分信号的输入端时，负电源在单位增益带宽内主极点处会表现出一个零点．这会导致那些采用高频开关稳压器产生他们供电电源的数据采样系统在性能上出现严重的退化．（在NMOS管作为差分信号输入端时，正电源会使电路性能出现相同的退化），如图1（d）所示．

多级运放稳定性分析及补偿方法

多级运算放大器的频率补偿分析 Bo yang 2009-5-3 由于单级运算放大器cascode不能满足低电压的要求，而且短沟道效应和深亚微米CMOS的本征增益下降，所以要使用多级放大，这样就涉及到频率补偿的问题。大部分的频率补偿拓扑结构都是采用极点分离和零极点抵消技术（使用电容和电阻）。对于两级运算放大器而言这样的补偿无论是在理论分析还是在实际电路中都是可行的，但是对于多级放大器而言，要考虑的因素很多（电容面积，功耗，压摆率等）。而且理论的分析不一定都适用于实际的电路。所以对于多级放大器的频率补偿，这里给出了几种拓扑结构。由于系统结构，传输函数都很复杂，所以在分析这些拓扑结构之前先给出一些假设条件：1）：假设每一级的增益都远远大于1； 2）：假设负载电容和补偿电容都大于寄生集总电容； 3）：每一级之间的寄生电容忽略不计。以上这些假设都是很容易满足，而且在大部分电路中都是满足这些条件条件的。一single stage 对于单级放大器而言，其频率响应比较好，只有一个左半平面得极点，没有零点，所以整个系统是稳定的。极点位置为：。其增益带宽积为GBW=gmL/CL.所以可以通过增大跨导，减小输出电容的方式来增大带宽。实际上它的相位裕度没有90度，是因为存在着寄生的零极点。二这些寄生的零极点于信号路径上的偏置电流和器件的尺寸有关，所以单位增益带宽也不能无限制的增加，而是等于寄生最小极点或者零点的一半为比较合适的，而且大的偏置电流和小的器件尺寸对于稳定性是必要的二 two stage 对于两级的运放，就是采用简单的米勒补偿（SMC）。其补偿的结构如下所示：对于这种结构的传递函数可以表述如下从传递函数中很容易知道零极点位置。其中一个右半平面得零点和两个极点。为了保证系统稳定性，次极点和零点要在比单位增益频率大的地方，这样就要求Cm很大并把主极点推的很低,这样增益带宽积就要减小，要保持同样的速度即单位增益带宽，就要求大的功耗（增加跨导）通常选择次极点在单位增益频率两倍的位置。同时在这里要注意一点的是，零点的位置一定要比次级点位置高，要不就会出现稳定性问题。为了维持系统稳定，次级点是GBW的1/2。所以。同样则有通过以上两个关系式不难发现，GBW并不随第一级的跨导的增大而增大，因为补偿电容也在同比增大。所以，要增大GBW 就要增大第二级跨导和减小输出电容。

运算放大器稳定性及频率补偿学习报告

信息科学与技术学院模拟CMOS集成电路设计——稳定性与频率补偿学习报告姓名：学号：二零一零年十二月

稳定性及频率补偿 2010-12-3 一、自激振荡产生原因及条件 1、自激振荡产生原因及条件考虑图1所示的负反馈系统，其中β为反馈网络的反馈系数，并假定β是一个与频率无关的常数，即反馈网络由纯电阻构成，不产生额外的相移(0β?= )；H (s )为开环增益，则()H s β为环路增益。所以，该系统输入输出之间的相移主要由基本放大电路产生。图1 基本负反馈系统该系统的闭环传输函数(即系统增益)可写为： ()()1() Y H s s X H s β=+ 由上式可知，若系统增益分母1()H s j βω==-1，则系统增益趋近于∞，电路可以放大自身的噪声直到产生自激振荡，即：如果1()H j βω=-1，则该电路可以在频率1ω产生自激振荡现象。则自激振荡条件可表示为： 1|()|1H j βω= 1()180H j βω∠=- 注意到，在1ω时环绕这个环路的总相移是360 ，因为负反馈本身产生了180 的相移，这360 的相移对于振荡是必需的，因为反馈信号必须同相地加到原噪声信号上才能产生振荡。为使振荡幅值能增大，要求环路增益等于或者大于1。所以，负反馈系统在1ω产生自激振荡的条件为： (1)在该频率下，围绕环路的相移能大到使负反馈变为正反馈； (2)环路增益足以使信号建立。 2、重要工具波特图判断系统是否稳定的重要工具是波特图。波特图根据零点和极点的大小表示一个复变函数的幅值和相位的渐进特性。波特图的画法： (1)幅频曲线中，每经过一个极点P ω(零点Z ω)，曲线斜率以-20dB/dec(+20dB/ dec)变化； (2)相频曲线中，相位在0.1P ω(0.1Z ω)处开始变化，每经过一个极点P ω(零点Z ω)，相位变化-45 (±45 )，相位在10P ω(10Z ω)处变化-90 (±90 )； (3)一般来讲，极点(零点)对相位的影响比对幅频的影响要大一些。

频率补偿电路

频率补偿电路（B题）摘要：本系统以TI高性能音频运算放大器OPA2134为核心，组成多级模拟信号运算电路，对已知模拟模块的高频特性做补偿。模拟模块的信号输出分为两路处理，一路经过高通滤波器，补偿原电路的高频特性。另一路经过一个一阶RC低通网路，用来获取原通带特性。然后将低通信号衰减，最后将两路信号做加法线性放大、低通滤波，完成对高频特性的补偿。整个系统采用了高性能运算放大器，系统噪声小，运算电路稳定，失调电压小，波形失真小，较好的完成了设计要求。关键词：频率补偿，OPA2134，模拟信号运算电路，高性能运算放大器

目录一、系统方案设计与论证 (1) 1.1频率补偿电路 (1) 1.2总体方案描述 (1) 二、理论分析与计算 (2) 2.1“模拟模块”电路分析 (2) 2.2频率补偿电路 (2) 2.2.1 高通滤波器 (2) 2.2.2 低通滤波器 (3) 2.2.3 衰减电路、加法电路、比例放大电路、低通滤波器 (3) 三、各部分电路设计 (4) 3.1高通滤波 (4) 3.2低通滤波与衰减电路 (4) 3.3加法电路与比例放大电路 (4) 3.4100K H Z低通滤波电路 (5) 四、系统软件设计 (5) 五、测试方案与测试结果 (6) 5.1测试仪器 (6) 5.2“模拟模块”电路测试 (6) 5.3频率补偿测试 (6) 5.4输出噪声电压测量 (7) 六、参考文献 (7)

一、系统方案设计与论证 1.1 频率补偿电路方案一：使用VCA810组成AGC(自动增益控制)电路自动稳定输出峰值，使频率补偿模块在一个较宽的频带内输出峰值稳定，然后经过低通滤波器调整通频带宽度。达到补偿高频特性的目的，此种方案补偿相对简单，频率补偿电路输出增益波动较小，但是AGC输入电压范围较小，随输入信号变化时需要动态切换衰减网络，电路复杂，实测低频段容易失真，故不采用。方案二：使用FIR数字滤波器，由已知电路特性可推得其传递函数，然后计算数字滤波器传递函数，使用FPGA或是DSP做数字滤波，实现高频补偿，此方法实现复杂，程序的复杂度较高，鉴于时间有限和调试的难度，所以不采用。方案三：使用模拟运算电路和模拟滤波电路对“模拟模块”输出信号进行分段处理，先补偿高频段，然后叠加上低频段，实现设计要求，此方案电路模块较多，但都是线性电路，波形失真小，低频特性好，单元电路简单，故选此方案。 1.2 总体方案描述系统框图如图1所示，由四部分组成：“模拟模块”电路，频率补偿模块，单片机测频模块，电源模块。输入信号先经过“模拟模块”电路，模拟出传感器特性，然后送给频率补偿模块，频率补偿模块分为两路，一路经过高通，得到一个带通特性，另一路先经过低通滤波器再经过衰减器，使输出信号和高通输出信号匹配，然后将两路信号相加，两路频率特性相互补偿，通频带得到拓宽，然后将信号放大，最后经过100kHz的低通滤波器，限制输出的频带宽度。单片机实时显示测试频率。图1 系统框图

运放补偿电容

一种应用于CMOS运放的高速间接反馈补偿技术本文摘自《现代电子技术》运放的相位补偿为了让运放能够正常工作,电路中常在输入与输出之间加一相位补偿电容。 1，关于补偿电容理论计算有是有的，但是到了设计成熟阶段好象大部分人都是凭借以前的调试经验了，一般对于电容大小的取值要考虑到系统的频响（简单点说加的电容越大，带宽越窄），然后就是振荡问题；如果你非要计算，可以看看运放的输入端的分布电容是多大，举个例子，负反馈放大电路就是要保证输入端的那个电阻阻值和分布电容的乘积=反馈电容的阻值和你要加的电容的乘积...... 2，两个作用 1.改变反馈网络相移，补偿运放相位滞后 2.补偿运放输入端电容的影响（其实最终还是补偿相位……）因为我们所用的运放都不是理想的。一般实际使用的运算放大器对一定频率的信号都有相应的相移作用，这样的信号反馈到输入端将使放大电路工作不稳定甚至发生振荡，为此必须加相应的电容予以一定的相位补偿。在运放内部一般内置有补偿电容，当然如果需要的话也可在电路中外加，至于其值取决于信号频率和电路特性。运放输入补偿电容一般线性工作的放大器(即引入负反馈的放大电路)的输入寄生电容Cs会影响电路的稳定性，其补偿措施见图。放大器的输入端一般存在约几皮法的寄生电容Cs，这个电容包括运放的输入电容和布线分布电容，它与反馈电阻Rf组成一个滞后网络，引起输出电压相位滞后，当输入信号的频率很高时，Cs的旁路作用使放大器的高频响应变差，其频带的上限频率约为： ωh=1／(2πRfCs) 若Rf的阻值较大，放大器的上限频率就将严重下降，同时Cs、Rf引入的附加滞后相位可能引起寄生振荡，因而会引起严重的稳定性问题。对此，一个简单的解决方法是减小Rf的阻值，使ωh高出实际应用的频率范围，但这种方法将使运算放大器的电压放大倍数下降(因Av=-Rf/Rin)。为了保持放大电路的电压放大倍数较高，更通用的方法是在Rf上并接一个补偿电容Cf，使RinCf网络与RfCs网络构成相位补偿。RinCf将引起输出电压相位超前，由于不能准确知道Cs的值，所以相位超前量与滞后量不可能得到完全补偿，一般是采用可变电容Cf，用实验和调整Cf的方法使附加相移最小。若Rf=10kΩ,Cf的典型值丝边3～10pF。对于电压跟随器而言，其Cf值可以稍大一些。运放输出电容的补偿对于许多集成运算放大电路，若输出负载电容CL的值比100pF大很多，由于输出电容(包括寄生电容)与输出电阻将造成附加相移，这个附加相移的累加就可能产生寄生振荡，使放大器工作严重不稳定。解决这一问题的方法是在运放的输出端串联一个电阻Ro，使负载电容CL与放大电路相隔离，如图所示，在Ro的后面接反馈电阻Rf，这样可以补偿直流衰

频率补偿电路设计报告

频率补偿电路（B题）电子科技大学余波何剑锋郝昊奇摘要：本系统充分应用TI的高精度低噪放大器OPA2227，设计了噪声抑制比较好的频率补偿电路。本系统实现了题目要求的所有基本要求和发挥要求，并且频率在0到85KHz电压波动小于10%；系统所有滤波器均采用压控反馈形式，有效的防止了系统自激振荡而又可以适当的增大电压放大倍数；自制直流稳压电源及基于MSP430的液晶显示模块，可显示输入信号的频率。关键词：频率补偿，压控反馈，低噪声 Abstract：This system makes application to TI's high-precision low-noise amplifier, OPA2227, and noise suppression better frequency compensation circuit. This system subject to the requirements of all the basic requirements and play requirements, and voltage fluctuations from 0 to 85KHz less than 10%; system, all filters are used to voltage-controlled feedback in the form of preventing the self-excited oscillation system and appropriate increase the voltage amplification factor; homemade DC power supply and MSP430-based liquid crystal display module can display the frequency of the input signal. Keywords: frequency compensation, voltage-controlled feedback, low-noise

运算放大器常见参数解析

运放常见参数总结 1.输入阻抗和输出阻抗（Input Impedance And Output Impedance）一、输入阻抗输入阻抗是指一个电路输入端的等效阻抗。在输入端上加上一个电压源U，测量输入端的电流I，则输入阻抗Rin就是U/I。你可以把输入端想象成一个电阻的两端，这个电阻的阻值，就是输入阻抗。输入阻抗跟一个普通的电抗元件没什么两样，它反映了对电流阻碍作用的大小。对于电压驱动的电路，输入阻抗越大，则对电压源的负载就越轻，因而就越容易驱动，也不会对信号源有影响；而对于电流驱动型的电路，输入阻抗越小，则对电流源的负载就越轻。因此，我们可以这样认为：如果是用电压源来驱动的，则输入阻抗越大越好；如果是用电流源来驱动的，则阻抗越小越好（注：只适合于低频电路，在高频电路中，还要考虑阻抗匹配问题。另外如果要获取最大输出功率时，也要考虑　阻抗匹配问题二、输出阻抗无论信号源或放大器还有电源，都有输出阻抗的问题。输出阻抗就是一个信号源的内阻。本来，对于一个理想的电压源（包括电源），内阻应该为0，或理想电流源的阻抗应当为无穷大。输出阻抗在电路设计最特别需要注意但现实中的电压源，则不能做到这一点。我们常用一个理想电压源串联一个电阻r的方式来等效一个实际的电压源。这个跟理想电压源串联的电阻r，就是（信号源/放大器输出/电源）的内阻了。当这个电压源给负载供电时，就会有电流I从这个负载上流过，并在这个电阻上产生I×r 的电压降。这将导致电源输出电压的下降，从而限制了最大输出功率（关于为什么会限制最大输出功率，请看后面的“阻抗匹配”一问）。同样的，一个理想的电流源，输出阻抗应该是无穷大，但实际的电路是不可能的三、阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R 越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为：

频率补偿电路的设计

频率补偿电路的设计摘要: 本设计是基于TI提供的芯片的模拟传感器频率补偿的模拟系统；该系统主要由模拟某传感器特性的电路模块模块、衰减网络模块、一阶有源RC低通滤波模块和加法器模块构成；电路频率补偿运用了自动控制、模拟电路、信号与系统知识分析通过改变原模拟某传感器特性的电路模块的零极点分布实现提高-3dB高频截止频率的功能，并通过matlab仿真计算出正确的系数保证输入基准信号在通频带范围内无失真输出、该作品具有的低功耗、低噪声等特色；最终本系统实现了50kHz 与100kHz频率段的补偿，且各项指标基本达标。方案使用的TI芯片：OPA2227 TL082 NE5532

1.方案比较与论证 1.1系统总体方案模拟某传感器特性的电路模块 + ? R f 1 5.1M Ω C f 1 4.7pF V b A 5.1M Ω R f 2 C f 2 4.7pF 10M Ω R s V s 正弦波电压信号发生器 T K 频率补偿电路 V o TP1 TP2 图1 系统结构框图 1.2频率补偿电路方案一：自动增益控制（AGC ）自动增益电路具有使放大电路的增益自动地随信号强度而调整的自动控制稳定输出的能力，可以把模拟传感器特性的电路模块衰减的幅度以稳定电压输出，通过放大电路来提升衰减的电压并通过低通滤波器滤除所需截止频率以下的频率，从而实现频率补偿功能。方案二：系统传递函数及零极点并联补偿法计算出模拟模块的传输函数H 1（s ），推算出系统增益为常量时的频率补偿网络的传输函数H 2（s ），根据H 2（s ）的特性求算出频率补偿网络的电路结构。由于模拟模块部分等效于一个低通滤波器，初步推测出频率补偿网络部分主要是低通滤波器，信号经模拟模块部分可变为幅度变化较小的信号，再通过截止频率50KHz 以上的低通滤波器，以及截止频率为13.27的的通滤波器和一个全通系统并联输入加法器叠加并放大便可以输出符合题干要求的信号，实现频率补偿。方案的系统框图如图2所示。方案三：零极点串联补偿法计算出模拟模块的传输函数H 1（s ），推算出系统增益为常量时的频率补偿网络的传输函数H 2（s ），根据H 2（s ）的特性求算出频率补偿网络的电路结构。对各个通过串联模式连接并放大同样可以输出符合要求的信号，从而实现频率补偿方案四：发射极电容补偿方法发射极电容补偿方法是给发射极电阻并联一个小电容，电容的阻抗随频率的

两级运放

福州大学物信学院《模拟集成电路设计》课内实验报告实验题目：二级运放的设计组别：第 2 组姓名：学号：同组姓名：系别：物理与信息工程学院专业：微电子科学与工程年级：2013 指导老师：实验时间：2015年12月18日

一、实验目的 1.学习运放中管子尺寸的设计 2.学习运放组成的线性反馈系统的稳定性和频率补偿 3.学会稳定性判据和相位裕度的概念二、实验器材实验软件：Hspice 实验工艺： 2.5V 0.25um MOS工艺模型三、实验内容 1.设计一个运放，使其直流增益≥60dB,单位增益负反馈相位裕度≥450（输出端接1PF 电容负载），电路图结构如图一所示 2.设计好符合要求的运放后，把图一画在实验报告上，并标明W,L,M（管子个数）、Iref、Cc 的值 3.把VdB（V out）和VP(V out)的曲线画在实验报告上，并求出所设计运放的实际单位增益负反馈的相位裕度。注：1. 在网表中，可把Cc 放在结点A 与V out 之间。若需补偿右半平面零点时，可加电阻R 与Cc 串联。 2.网表中Vdd，C0，L0，CL 不能改变值外，其余尺寸都需自己设计 3.设计的值Iref≤10uA,Cc≤5PF。 4. M1 和M2 的个数M 为偶数 5. M3 和M4 的个数M 为偶数四、实验仿真波形及原理分析 1、设计思路：

（1）首先分配好各个支路的电流，和各个管子的过驱动电压，求得各个管子尺寸，先将增益做到60dB 。（2）考虑到过驱动电压对输出摆幅的影响，假定各个管子的过驱动电压都约为 150mv ，并且共源级的本征增益D D D I I I wL cox u cox u r g n 1L w n o m ≈=λ，因此电流不宜太大，否则增益将下降，设REF I =5uA ，即流过M8、M7、M6、M5的电流都为5uA ，而设计要求M1、M2、M3、M4的个数均为偶数，于是就假定这四个管子都分别并联2个，可得流过每个管子的电流为1.25uA 。（3）根据（2）的分析结果，通过计算求得相应尺寸。但是发现M1~M4管子宽长比过小，甚至小于1。因此M7并联上2个，使M1~M4,M7电流翻倍。此时再次计算，并将M1~M4的L 均设为0.5um ，以使W · L 最大，提高增益。（4）至此进行仿真，发现增益达到61.9dB ，满足增益要求（5）测量相位裕度，发现不满足要求，并进行密勒补偿，使用spice 扫描语句找出最佳的补偿电容和电阻。最终得到下图的尺寸和补偿电容与电阻。

LDO频率补偿方法

极点跟随的LDO稳压器频率补偿方法 1 引言便携电子设备无论是由蓄电池组，还是交流市电经过整流后(或交流适配器)供电，工作过程中，电源电压都存在变化。例如单体锂离子电池充足电时的电压为4.2 V，放电后的电压为2.3 V，变化范围很大。而各种整流器的输出电压不仅受市电电压变化的影响，还受负载变化的影响。因而近年来，低压差线性稳压器(LowDropout Linear Regulator)以其低成本，高电池利用率，洁净的输出电压等特点，被广泛应用于移动电话、掌上电脑等消费类电子产品，以及便携式医疗设备和测试仪器中。 LDO稳压器的频率补偿设计，不仅直接决定了频率稳定性，而且对LD0稳压器的性能参数，尤其是瞬态响应速度，有很大的影响。此外，随着当前半导体集成电路工艺的发展，越来越多的功能电路能够被集成于单一芯片中，而现有的LDO稳压器频率补偿技术，对芯片上频率补偿电容的需要，大大阻碍了LDO稳压器芯片集成度的提高和与其他功能电路的系统集成。本文对LDO稳压器的频率稳定问题，和现有的频率补偿设计技术进行了理论分析。在此基础上，提出了一种新型的频率补偿方法，并给出了电路实现途径。通过一个采用TSMC0.18 μm混合信号半导体工艺，最大输出电流为100 mA的LDO稳压器设计，对该方法做出了进一步的说明。最后，结合LDO稳压器的HSpice仿真结果，对本文提出的频率补偿方法的效果进行了讨论。 2 LDO稳压器频率补偿 LDO稳压器的典型结构，如图1所示。图1中，Vref为具有良好温度特性的电压参考信号，Vin为不稳定的输入电压信号，Vo为输出电压信号。LDO稳压器利用由压差放大器、电压缓冲器、电压调整管Mpass和反馈网络构成的负反馈环路，维持Vo稳定。

运算放大器：单位增益稳定放大器和非完全补偿放大器

大家公认的事实是单位增益稳定放大器比非完全补偿放大器更流行，且取得了压倒性的优势。这说明什么呢？单位增益稳定放大器（一般称为UGS）通常在增益配置为1时是稳定的，它将输出信号完全反馈到运放的反向输入端。但是，将运放增益设置为1的时候当做稳定性最差的情况是不正确的，我们把这种情况看做是常见的恶劣条件才比较合理。非完全补偿放大器有更小的补偿电容，所以获得了更大的增益带宽和更高的压摆率。尽管更高的速度通常需要更多功耗，在相同的电流下工作时，非完全补偿放大器能够达到更高的速度，但这必须是在噪声增益远大于1，而不是单位增益的情况下。我的同事Soufiane最近写了一些关于非完全补偿放大器的文章(点击这里, 查看原文)，但是我还有其他一些观点。图1画出了理想的UGS和非完全补偿放大器的增益和频率响应曲线的关键部分。非完全补偿放大器的增益带宽积是10MHz，UGS的增益带宽积2MHz，非完全补偿放大器的增益带宽积是UGS的5倍，压摆率也比UGS高。通常情况下，UGS的单位增益带宽略小于它的增益带宽积。非完全补偿放大器的单位增益带宽是它的增益带宽积的一半。我们不能使这些运放的噪声增益接近单位增益带宽，因为在3MHz的第二个极点会极大地影响这个区域的增益或者相位，相位裕量将会相当小或者为零。非完全补偿放大器好像有一些神秘，使得一些用户不知道他们的电路是否稳定。图2a显示了一个普遍的错误。尽管这个运放的增益为-10，但是反馈回路上的一个电容使得高频部分的频率响应曲线变得不平

坦。在稳定性涉及到单位增益的高频部分，这个电容可以视为短路。使用一个较小的电容来补偿反馈网络以获得平坦的响应曲线是可取的，但是一个大电容会造成曲线不平坦，这肯定会带来问题。同样地，图2b中的并联反馈滤波器带来了一些问题，牺牲了滤波器的部分低频增益。图2c中的积分器也是另一种不恰当的非完全补偿放大器的应用。我们已经提升了运放的设计能力。现在我们变得更聪明且拥有更好的IC设计流程。我们现在可制造功耗只有几百微安的运放，而在过去需要几十毫安。所以，现代的UGS在速度和功耗上能够更加接近，甚至优于过去的非完全补偿放大器。尽管如此，非完全补偿型放大器在一些要求更高的应用场合可能会是一个更好的方案。我并不是完全鼓励选择非完全补偿放大器而不是UGS。这两种运放都有他们各自的优劣，你应该根据你的实际设计来做选择。无论你选择哪种运放，你应该清楚地理解它们之间的差异和存在的问题。如果你不确定，请到我们的运大器论坛上来寻求帮助。下面是一些非完全补偿放大器和UGS的对比： OPA228（OPA227UGS版本）精密，低噪声BJT运放 OPA637（OPA627UGS版本）精密，高速JFET运放 OPA345（OPA344UGS版本）轨对轨CMOS运放 LMP7717（LMP7715UGS版本）88MHz CMOS运放