开关电源设计步骤
开关电源设计步骤
主要技术性能指标要求
额定输入电压/频率：85∽265V 50/60Hz
额定输出：DC5V/2.4A
转换频率：μ=80%
选用芯片型号：UC3843
一、保险管参数计算
F=2*P0/（μ*Vinmin*0.6）=2*(Pout+Pf)/（μ*Vinmin*0.6）=2*(Vout+Vf)*Iout/（μ*Vinmin*0.6）
=2*(5+0.3)*2.4/(0.8*85*0.6)≈0.62A
F=2*P0/（μ*Vinmin*0.98）(有功率因数校正措施的计算公式)
（1）0.6为不带功率因数校正的功率因数估值；
（2）P0为总输出功率,Pout为输出功率，Pf为输出整流二极管的消耗功率，μ为转换效率；
（3）Vinmin为最小输入电压，Vout为输出电压，Vf为输出整流二极管正向压降，取0.3V，Iout为输出电流；
（4）2为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5—3倍；
（5）0.98为功率因数值（PF）；
二、NTC参数计算
Rt=Rn*e[B(1/(T1*Tn)]
(1)Rt为热敏电阻在T1温度下的阻值；
(2)Rn为热敏电阻在常温Tn下的标称电阻值；
(3)B为材质参数（常用范围为2000K—6000K）；
(4)e=2.71828，是以自然数e为底的指数；
(5)T1和Tn为绝对温度下K（即开尔文温度），K=273.15+摄氏度。
三、压敏电阻参数计算
一般选择标称压敏电压V1mA和通流容量两个参数。
a=1.2,b=0.85,c=0.9,Vrms=220V
V1mA=1.414*a*Vrms/(b*c)=1.414*1.2*220/(0.85*0.9) ≈488.02V
（1）a为电路电压波动系数，一般取值1.2，b为压敏电阻误差，一般取值0.85，c为元件老化系数，一般取值0.9；（2）Vrms为交流输入电压的有效值，V1mA为压敏电阻实际取值的近似值；
（3） 1.414为交流状态下考虑的峰峰值。
四、安规电容参数——X/Y电容
X电容选择
经验总结：若电路采用两级EMI，则前级选择0.47uF，后级采用0.1uF电容；若为单级EMI，则选择0.47uF。（电容容量大小与电源功率无直接关系）
漏电流要求
Y电容选择
经验总结：
（1）Y电容总容量不超过4700pF；（2）JB151中规定Y电容总容量不应大于0.1uF。
五、共模电感参数计算
1、共模电感量计算
EMI等级要求：FCC class B
假设对地Y电容取值C=3300pF
则，EMI测试频率：传导：150KHz—30MHz，EMC测试频率：30MHz-3GHz
通常将截止频率设定为50KHz，则
共模电感量L=1/[（2*π*f0）2*C]=1/[(2*3.14159*50*103)2*3300*10-12] ≈3.07mH 2、共模电感铜线线径计算：
取共模电感绕组铜线的电流密度j cu=4.0A/mm2,电源最大占空比取Dmax=0.45（留余量），则Pin=P0=(Vout+Vf)*Iout/μ=（5+0.3）*2.4/0.8=15.9W
最小直流输入电压：Vdcmin=1.414*Vinmin=1.414*85=120.19V
Iin_avg=Pin/(Vdcmin*Dmax)=15.9/(120.19*0.45) ≈0.29A
Aw=2*Iin_avg/j cu=2*0.29/4=0.145mm2
由线直径d=√4?Aw
π
=√4?
0.145
3.14159
≈0.43mm，取d=0.45mm.
(1)j cu为无强制散热情况下每平方毫米所通过的电流，若有散热要求，可选择6A/mm2来计算；
(2)2为常数；
(3)Iin_avg为输入电流的平均值。
六、整流桥参数计算
最小耐压：Vdmin=2?√2*Vinmax=2?√2*265≈749.42V
最小耐电流：Ibrmin=5*Pin/Vinmin=5*15.9/85≈0.94A，其中5为输入电流的有效倍数，经验值
整流桥最小功耗：Pbr=2*Vf0*Pin/Vinmin=2*0.7*15.9/85≈0.26W,其中Vf0=0.7V为整流桥的正向压降
七、输入滤波电容容值参数计算
最小输入直流电压：Vdcmin=√2*Vinmin=√2?85=120.19V
最小容量Cdc_min=Pin/[f*(VdcmiNs-VinmiNs)]=15.9/[50*(120.192-852)] ≈44uF,其中f为输入交流电的频率取△Cdc=20%容差裕量，则Cdc=Cdc_min/(1-△Cdc)=44/(1-0.2)=55uF
电容最小耐压：Vcmin=√2*Vinmax=1.414*265=374.71V
经验总结：uF/W
八、高频变压器设计
根据电源管理芯片资料得知，其工作频率Fsw=66KHz（根据所选用的芯片而定）
则，最小周期T=1/Fsw=1/66KHz≈1.5*10-5S
设最大占空比Dmax=0.4，变压器骨架选用EE20
（Ae=31mm2,Aw=50.7mm2,Ap=0.1572cm4,Al=1460nH/NS）
1、原副边绕组感应电动势幅值E1和E2
E1min=1.3*Vinmin=1.3*85=110.5V
E1max=1.3*Vinmax=1.3*265=344.5V
E2=Vout+Vf=5+0.3=5.3V
2、初次级匝数Np和Ns
匝数比N=Dmax*E1min/[(1-Dmax)*E2]= 0.4*110.5/[(1-0.4)*5.3] ≈13.9
由D=N*E2/(E1+N*E2)得Dmax=N*E2/(E1min+N*E2)=13.9*5.3/（110.5+13.9*5.3）≈0.4
Dmin= N*E2/(E1max+N*E2)=13.9*5.3/（344.5+13.9*5.3）≈0.18原边绕组导通时间Ton=D*T，则
Tonmax=Dmax*T=0.4*1.5*10-5=6.0*10-6S
Tonmin=Dmin*T=0.18*1.5*10-5=2.7*10-6S
于是E1min*Tonmax=110.5*6.0*10-6=6.63*10-4V*S
E1max*Tonmin=344.5*2.7*10-6=9.30*10-4V*S
Np= E1min*Tonmax/（Ae*△B）=6.63*10-4/（0.2*31*10-6）≈106.9匝，其中磁通常数△B取0.2T 取整数后得Np=107匝
次级匝数Ns=Np/N=107/13.9=7.7匝，取整数得Ns=8匝
3、因Np和Ns取整后引起匝数比N的变化，则返回调整Dmax和Dmin
新匝数比N=Np/Ns=107/8=13.375
新Dmax=N*E2/(E1min+N*E2)=13.375*5.3/（110.5+13.375*5.3）≈0.39
新Dmin=N*E2/(E1max+N*E2)=13.375*5.3/（344.5+13.375*5.3）≈0.17
新Tonmax=Dmax*T=0.39*1.5*10-5≈5.9*10-6S
新Tonmin=Dmin*T=0.17*1.5*10-5≈2.6*10-6S
于是E1min*Tonmax=110.5*5.9*10-6=6.52*10-4V*S
E1max*Tonmin=344.5*2.6*10-6=8.96*10-4V*S
新△B= E1min*Tonmax/（Ae*Np）=6.52*10-4/(31*10-6*107) ≈0.197
4、临界电感Lp和Ln参数计算
临界点选取：Iout=2.4A，Pout=5.3*2.4=12.72W
初级电感量Lp=( E1max*Tonmin)2/(2*Pout*T)=（8.96*10-4）2/(2*12.72*1.5*10-5) ≈2.1mH 次级电感量Ln=Lp/N=2.1*10-3/13.375≈157uH
5、原副边绕组电流平均值I1avg和I2avg计算
当E1=E1min时，△I1= E1min*Tonmax/Lp=6.52*10-4/（2.1*10-3）≈0.31A
△I2=N*△I1=13.375*0.31≈4.15A
原副边电流在Ton时间内的平均值I1avg和I2avg
I1avg=E2*Iout/（E1min*Dmax*μ）=5.3*2.4/（110.5*0.39*0.8）≈0.37A
I2avg=Iout/（1-Dmax）=2.4/（1-0.4）=4A
6、原副边绕组中电流的有效值I1rms和I2rms计算
I1rms=√[(I1avg?I1avg+△I1
12
)?(1?Dmax)]=√[(0.37?0.37+0.31
12
)?(1?0.39)]≈0.32A
I2rms=√[(I2avg?I2avg+△I2
12
)?(1?Dmax)]=√[(4?4+4.15
12
)?(1?0.39)]≈3.16A
7、原副边绕组的线径D1和D2计算
取铜线的电流密度j cu=4.0A/mm2，，则初级绕组导线的截面积Scu1=I1rms/j cu=0.32/4=0.08mm2
由D=√4?Scu
π得D1=
√4?
I1rms
π?jcu
=√4?
0.32
3.14159?
4.0
≈0.32mm
D2=√4?I2rms
π?jcu
=√4?
3.16
3.14159?
4.0
≈1.0mm
则取整数后得D1=0.35mm，D2=1.0mm
8、反馈绕组计算
因反馈绕组其负载电流小，可选择与原边相同的线径。为保证UC3843A正常工作，其启动工作电压取13V（视具体IC 的工作电压而定），则E3=13+0.7=13.7V（其中0.7V为整流二极管的压降）
N3=E3*Ns/E2=13.7*8/5.3≈20.7匝取整数得N3=21匝
气隙计算：
Lg=0.4π*Np2*Ae/（Lp*104）=0.4*3.14159*1072*31/（2.1*104）=21.2mm
9、验证磁芯选择是否合适
（1）由電感量Lp=Al*Np2得Lpmax=1460*10-9*1072≈16.7mH，因LP （2）已知EE20骨架參數：Ae=31mm2,Aw=50.7mm2,Ap=0.1572cm 4,Al=1460nH/NS 则实际绕组最大的窗口面积Aw1=（Np+N3）*π*D12/4+Ns*π*D22/4 =（107+21）*3.14159*0.352/4+8*3.14159*1.02/4≈18.6mm2因为实际绕组最大的窗口面积Aw1 九、MOS管参数计算 最小耐压：Vdsmin=2Vdcmax=2*√2*265≈749.42V 最小耐电流：Idrms=Iout*1.2*Pout/[Vdcmin*μ*（1-Dmax）] =2.4*1.2*12.72/[120.19*0.8*(1-0.39)] ≈0.62A 其中Idrms为MOS管所通过的最小电流有效值，Vdsmin为MOS管的最小耐压； MOS管导通损耗：Pds= Idrms2*Rds，即电流有效值的平方乘以MOS管的内阻 MOS管过流保护电阻计算： 由于送入UC3843的3脚的检测电压高于Vt=1.0V时，过流保护电路工作。 由Iout=Vt/Rs-max*Ns/Np得Rs-max=Vt*Ns/(Iout*Np)=1.0*8/(2.4*107) ≈0.031Ω 则取Rs=0.03Ω（实际保护电流设定为2.49A） 十、输出滤波电容与电感的参数计算 若输出电压波动为0.4%（一般为0.3%-0.4%），电流波动为20%（通常取20%），则 Voutmax=Vout*（1+0.4%）=5*（1+0.4%）=5.02V 次级绕组上的最小电压Vnmin=（Voutmax+Vf）/Dmax=（5.02+0.3）/0.39≈13.64V 最小电感量L=Tonmax*（Vnmin-Vf-Voutmax）/△I=6.0*10-6*（13.64-0.3-5.02）/（20%*2.4）=10.4uH 电感的线径d=√4? Iout π?jcu =√4? 2.4 3.14159? 4.0 ≈0.87mm，取整数得d=0.9mm 纹波电压△V=0.4%*Vout=0.4%*5=20mV 纹波电流△I=20%*Iout=20%*2.4=480mA 则电容阻抗ESR=△V/△I=20/480≈0.042 通过查询相对的电容规格资料（视供应商而定）得，当ESR=0.042时，C=1000uF 经验值：C=Iout*（200—300）=2.4*（200—300）=480uF—720uF 则选用2个470uF电解电容和15uH电感组成π型滤波电路 十一、RCD箝位电路设计 1、RCD电路中电阻R参数计算 若MOS管考虑90%的降额使用系数，由步骤九计算结果可知Vdsmin=749.42V，则选用最高耐压800V的MOS 管，即Vbrmax=800V 箝位电压Vclamp=0.9Vbrmax-Vdcmax=0.9*800-√2*265=345.29V 最小折射电压Vor=Dmax*Vdcmin/（1-Dmax）=0.39*√2*85/（1-0.39）≈76.8V 由能量守恒得Wclamp=W1+W1*Vclamp/（Vclamp-Vor） （1）Wclamp为箝位电阻消耗的能量，W1为原边绕组漏感中存储的能量； （2）Vor为副边到原边的最小折射电压，Vclamp为箝位电压 将能量转换成平均功率，则 Pr-clamp=Fsw*Llk*Ids-peak2*[1+Vor/（Vclamp-Vor）] （1）Fsw为变压器的工作频率； （2）Llk为原边绕组的漏感量，一般约为原边电感量的5%； （3）Ids-peak为MOS管的最大峰值电流（即低压满载时的峰值电流） Ids-peak=Ipk=2*（Pout+Pf）/（Vdcmin*Dmax*μ）=2*（5+0.3）*2.4/（120.19*0.39*0.8）≈0.67A 由Pr-clamp=Vclamp2/Rc得 Rc=2*（Vclamp-Vor）*Vclamp/（Llk* Ids-peak2*Fsw） =2*（345.29-76.8）*345.29/（5%*2.1*10-3*0.672*66*103）≈59.6K 则取Rc=56K Pr-clamp=Vclamp2/Rc=345.292/（56*103）≈2.1W 考虑到箝位保护电路仅在MOS管关断对应的半个周期内工作，则实际功率为计算值的一半（假设占空比为50%），所以Pr= Pr-clamp/2=2.1/2=1.05W 2、RCD电路中的电容C参数计算 通常假设箝位电压波动为5%—10%，则取此处取5%计算 由C>Vclamp/（△Vclamp*Rc*Fsw）得 Cmin= Vclamp/（△Vclamp*Rc*Fsw）=345.29/（5%*345.29*56*103*66*103）=5.4nF Vc-min=Vclamp+△Vclamp1=345.29+10%*345.29≈380V 则取C=6.8nF/1KV 3、RCD电路中的阻尼电阻参数计算 阻尼电阻Rz应满足以下条件：10%*Vclamp/（0.8*Ipk）≤Rz≤100Ω 则Rzmin=10%*Vclamp/（0.8*Ipk）=10%*345.29/（0.8*0.67）≈64.4Ω 取Rz=68Ω/2W 十二、输出肖特基整流二极管参数计算 最小耐电流：Id>3*Iout=3*2.4=7.2A 最小耐电压：Vdmin=1.5*（Vdcmax/N+Vout）=1.5*（√2*265/13.375+5）≈49.5V 则选择Id=8A，Vd=60V 十三、输出肖特基整流二极管的RC吸收电路参数计算 若采用RC吸收：电容C上的电压在MOS开通后到稳态时的电压为Vout+Vdcmax/N（Vout为输出电压，Vdcmax 为最大直流输入电压，N为变压器原副边的匝数比），则可认为在一个吸收周期内，RC电路吸收/消耗的能量E Q为次级漏感的尖峰能量和RC稳态充放电的能量之和。 E Q=Fsw*C*（Vout+Vdcmax/N） 若只考虑有电阻R消耗能量，则E Q=（Vout+Vdcmax/N）2/R 于是，若取C=1nF，则 R=1/（Fsw*C）=1/(66*103*10*10-9) ≈15K 电阻R消耗的功率：Pr1=（Vout+Vdcmax/N）2/R=【5+(√2*265)/13.375】2/（15*103）≈72.6mW 电容C的最小耐压：Vc-min=Vout+Vdcmax/N=5+(√2*265)/13.375≈33V 十四、控制补偿回路设计 通过上面的计算结果可知如下参数： 输入电压：85—265Vac 50—60Hz 输出：5V/2.4A （假设最低电流为0.3A） 转换效率：μ=80% 原边电感量：Lp=2.1mH 原边匝数：Np=107匝，副边匝数：Ns=8匝 输出滤波电容：C0=470Uf+470uF=940uF，ESR=0.042 开关频率：Fsw=66KHz 最大占空比：Dmax=0.39 若取电流检测电阻R0=0.3Ω，则其消耗的功率为Pr0=Iout2*R0=2.42*0.3=1.728W 1、确定Power Stage的直流增益 Adc=（Ns/Np）*（Vout/Iout）*（1-Dmax）/[(1+Dmax)*R0] =(107/8)*(5/2.4)*(1-0.39)/[(1+0.39)*0.3] ≈40.8 2、确定最大的闭环系统单位增益带宽fc 闭环系统的单位增益带宽一般取开关频率的1/6—1/10。取1/10倍来计算，即fc=1/10*Fsw=6.6KHz 右半平面零点频率：f RHPZ=（Ns/Np）2*（Vout/Iout）*（1-Dmax）2/（2*π*Lp*Dmax） =(107/8) 2*(5/2.4)*(1-0.39) 2/（2*3.14159*2.1*10-3*0.39）≈27.0KHz 3、确定输出滤波器的极点。 电源负载最轻时，输出滤波极点位置最低 f fp=1/(2*π*R L*C0)=1/[2*3.14159*(5/0.3)*940*10-6] ≈10.2Hz Gx0=20lg(f x0/ f fp)-Gdc=20lg(f x0/ f fp)-Adc=20lg(6600/10.2)-40.8≈15.4 Ax0=10(Gx0/20)= 10(15.4/20)≈5.9 4、确定EA补偿网络的零点和极点位置 f ez=fc/3=6600/3=2.2KHz f ep>3*fc=6600*3=19.8KHz，取f =20KHz ep 5、计算EA补偿网络的参数R1、R2、R3和R4 已知TL431参考电压Vref=2.5V，光耦PC817A传输比≈1。导通压降Vfd=1.2V，最大工作电流为 Ifmax=10mA。 通过查询可得，若采用电源管理芯片OB2263内部FB引脚的上拉电阻Rfb=6K，K=3，上拉电压Vfb=5V； 若采用电源管理芯片UC3843，则内部FB引脚无上拉电阻。 （1）TL431参考输入端的电流一般约为2uA左右，为避免此端电流影响分压比和避免噪音影响，一般取流过电阻R2的电流为参考端电流的100倍，所以 R2≤2.5V/200uA=12.5KΩ，此处取R2=10KΩ 由R1=R2*(Vout/Vref-1)得R1=10*103*（5/2.5-1）=10KΩ （2）根据PC817A的最大工作电流选择R3，最小工作电流选择R4，则 R3≥(Vout-Vfd-vref）/Ifmax=(5-1.2-2.5)/(10*10-3) ≈130Ω 同时为保证光耦的正常工作，R3≤(Vout-Vfd-vref）/Id，其中Id为光耦二极管的最小工作电流 这里取R3=150Ω 采用电源管理芯片OB2263时： Ifbmax=Vfb/Rfb=5/6000≈0.83mA，Ifbmin=（Vfb-Vfbmin）/Rfb=（5-4.2）/6000≈0.13mA 由R4≤（Vfd+R3*Ifbmin/k）/ Ikamin得R4≤（1.2+150*0.13*10-3/3）/（1*10-3）≈1.2KΩ 采用电源管理芯片UC3843时：R4≤（Vout-Vref）/ Ikamin=（5-2.5）/（1*10-3）≈2.5KΩ 6、计算EA补偿网络的参数R5、C1和C2 R5=Ax0*2*R3*R1/（K*Rfb）=5.9*2*150*10*103/（3*6*103）≈983Ω，取R5=910Ω C1=1/（2*π* f ep*R5）=1/（2*3.14159*20*103*910）≈8.7nF C2=1/（2*π* f ez*R5）=1/（2*3.14159*2.2*103*910）≈79.5nF 取C1=10nF,C2=100nF 十五、电源管理芯片周边元件参数计算 电源管理芯片选型：UC3843 1、开关频率Fsw 由芯片内部资料可得：Fsw=1.8/（RT*CT），若取Fsw=66KHz 则RT*CT=1.8/（66*103） 取CT=1nF，则RT≈27.3KΩ 2、启动电压的限流电阻参数计算 由芯片资料可知，取UC3843的启动电压为Von=13V,因UC3843最小启动电流为Imin=1mA，则 R16max=（√2Vacmin-Von）/Imin=（√2*85-13）/（1*10-3）≈107.2KΩ取R16=100KΩ 3、EA引脚补偿参数计算 由上述计算可知， 输入电压Vacmin=85V，Vacmax=265V 输出：Vout=5V，Iout=2.4A 开关频率：66KHz 输出滤波电感：15uH 输出滤波电容：470uF+470uF=940uF ESR=42mΩ UC3843内部比较器的比较电压：Vref=2.5V 1、负载电阻Rload=Vout/Iout=5/2.4≈2.1Ω 2、由输出滤波电感和电容引起的双极点： fp0=1/(2*π*fp0=1/(2πL?C)=1/(2*3.14159*√15?940*10-6) ≈1.34KHz 3、由输出滤波电容引起的零点： fz0=1/（2*π*ESR*C）=1/（2*3.14159*42*10-3*940*10-6）≈4.03KHz 根据采样定理，穿越频率fc必须小于开关频率的1/2,但实际上穿越频率必须远小于开关频率的1/2，否则在输出中会有很大的纹波。因开关频率Fsw=66KHz，所以选择穿越频率fc=6.6KHz（1/10开关频率）。 因fp0 4、选择补偿器的零点：f1=0.75*fp0=0.75*1.34*103≈1.00KHz 5、选择补偿器的极点：f2=Fsw/2=66*103/2=33KHz AV=R18/R20, f1=1/（2*π*R20*C15）,f2=(C13+C15)/(2*π*R18*C13*C15) 6、计算实际的电阻电容参数 7、R18=（Vout-Vref）*R17/Vref=（5-2.5）*4.7*103/2.5=4.7KΩ 8、开环函数H（s）=(1+ESR*C*S)*Vref/{[1+s*(L/Rload+ESR*C)+S2*L*C]*Von}在穿越频率处fc=6.6KHz的 增益为0dB，则 H（6.6*103）=（1+42*10-3*940*10-6*6.6*103）*2.5/｛【1+6.6*103*（15*10-6/2.1+42*10-3*940*10-6）+（6.6*103）2*15*10-6*940*10-6】*13｝ ≈0.1207 20log(|H(6.6*103)|)=20log0.1207=-18.366 由20log(R18/R20)=18.336得R20=R18*10(18.336/20)=38.94KΩ 由C15>1/(2*π*f1*R18)得C15>1/(2*3.14159*1*103*4.7*103)=33.9nF 取C15=39nF 由f2=(C15+C13)/ (2*π*R18*C15*C13)得C13=C15/(2*π*R2*f2*C15-1) =39*10-9/(2*3.14159*4.7*103*33*103*39*10-9-1)=0.105nF 所以取C13=120pF 3、FB引脚电阻分压电阻参数计算 查询UC3843资料得，FB引脚内部比较器的比较电压为2.5V，则 由2.5=R17*Von/(R17+R20)得取R20=39KΩ R17=R20*2.5（Von-2.5）=39*103*2.5（13-2.5）=10.5KΩ则R17=10.5KΩ 1开关电源主电路设计 1.1主电路拓扑结构选择 由于本设计的要求为输入电压176-264 V 交流电，输出为24V 直流电,因此中间需要将输入侧的交流电转换为直流电，考虑采用两级电路。前级电路可以选用含电容滤波的单相不可控整流电路对电能进行转换，后级由隔离型全桥Buck 电路构成。总体要求是先将AC176-264V 整流滤波，然后再经过BUCK 电路稳压到24V 。考虑到变换器最大负输出功率为1000W ，因此需采用功率级较高的Buck 电路类型，且必须保证工作在CCM 工作状态下，因此综合考虑，本文采用全桥隔离型Buck 变换器。其主电路拓扑结构如下图所示： 图1-1 主电路拓扑结构 1.2开关电源电路稳态分析 下面将对全桥隔离型BUCK 变换器进行稳态分析，主要是推导前级输出电压g V 与后级输出电压V 之间的关系，为主电路参数的设计提供参考。将前级输出电压g V 代替前级电路，作为后级电路的输入，且后级BUCK 变换器工作在CCM 模式，BUCK 电路中的变压器可以用等效电路代替。 由于全桥隔离型BUCK 变换器中变压器二次侧存在两个引出端，使得后级BUCK 电路的工作频率等同于前级二倍的工作频率，如图1-1所示。在S T 2的工作时间内，总共可分为四种开关阶段，其具体分析过程如下： 1) 当S DT t <<0时，此时1Q 、4Q 和5D 导通，其等效电路图如图1-2所示。 i () t R v i ‘ 图1-2 在S DT t <<0时等效电路 g nv v =s （1-1） v nv v g -L = （1-2） R v i i /-C = （1-3） 2) 当S S T t DT <<时，此时1Q ~4Q 全部关断，6D 和5D 导通，其等效电路图如图1-3 所示。此时前级输出g V 为0，假设磁化电流为0，则流过6D 和5D 电流相等，均为L i 2 1 。。 i () t R i ‘ 图1-3 在S S T t DT <<时等效电路 0=s v （1-4） v v -L = （1-5） R v i i /-C = （1-6） 3) 当S S T D t T ）（ +1<<时，此时2Q 、3Q 和6D 导通，其等效电路图如图1-2所示。 现代电源技术课程实践报告 院系：物理与电气工程学院 班级：电气自动化一班 姓名: 李向伟 学号: 111101007 指导老师:苗风东 一、设计要求 （1）输入电压：AC220±10%V （2）输出电压: 12V （3）输出功率:12W （4）开关频率: 80kHz 二、反激稳压电源的工作原理 图2-1 反激稳压电源的电路图 三、 反激电路主电路设计 (1)(1)Np Vdc Ton Vo Tr Nsm -=+ （3-1） 1. 反激变压器主电路工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM 模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 1）工作过程： S 开通后，VD 处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S 关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD 向输出端释放。 反激电路的工作模式： 反激电路的理想化波形 S u S i S i V D t o t o ff t t t t U i O O O O 反激电路原理图 开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电又如何使直流电压（电流）稳定这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A； ③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=±； 发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。 开关电源PCB设计流程及布线技巧在任何开关电源设计中，PCB板的物理设计都是最后一个环节，如果设计方法不当，PCB可能会辐射过多的电磁干扰，造成电源工作不稳定，以下针对各个步骤中所需注意的事项进行分析： 一、从原理图到PCB的设计流程 建立元件参数－》输入原理网表-》设计参数设置-》手工布局-》手工布线-》验证设计－》复查-》cam输出。 二、参数设置 相邻导线间距必须能满足电气安全要求，而且为了便于操作和生产，间距也应尽量宽些。最小间距至少要能适合承受的电压，在布线密度较低时，信号线的间距可适当地加大，对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距，一般情况下将走线间距设为8mil。焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm，这样可以避免加工时导致焊盘缺损。当与焊盘连接的走线较细时，要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状，这样的好处是焊盘不容易起皮，而是走线与焊盘不易断开。 如图： 三、元器件布局 实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响。例如，如果印制板两条细平行线靠得很近，则会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声；由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，因此，在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的方法。每一个开关电源都有四个电流回路： （1）电源开关交流回路 （2）输出整流交流回路 （3）输入信号源电流回路 （4）输出负载电流回路输入回路 通过一个近似直流的电流对输入电容充电，滤波电容主要起到一个宽带储能作用；类似地，输出滤波电容也用来储存来自输出整流器的高频能量，同时消除输出负载回路的直流能量。所以，输入和输出滤波电容的接线端十分重要，输入及输出电流回路应分别只从滤波电容的接线端连接到电源；如果在输入/输出回 开关电源介绍 一、基础知识： 新型变压器：磁性元件，新型磁材料和新型变压器的开发。如集成磁路，平面型磁心，超薄型变压器；以及新型变压器如压电式，无磁芯印制电路变压器等，使开关电源的尺寸重量都可减少许多。 硬开关的条件下MOSFET和IGBT开关损耗分析： 1)．开通损耗方面：由于MOSFET的输出电容大，器件处于断态时，输入电压加在输出电容上，输出电容储存较大能量。在相继开通时这些能量全部消耗在器件内，开通损耗大。器件的开通损耗和输出电容成正比，和频率成正比和输入电压的平方成正比[12]。而IGBT的输出电容比MOSFET小得多，断态时电容上储存的能量较小，故开通损耗较小。 2)．关断损耗方面：MOSFET属单极型器件，可以通过在施加栅极反偏电压的方法，迅速抽走输入电容上的电荷，加速关断，使MOSFET关断时电流会迅速下降至零，不存在拖尾电流，故关断损耗小[10]；而IGBT由于拖尾电流不可避免，且持续时间长(可达数微秒)，故关断损耗大。 综合以上分析，硬开关条件下MOSFET的开关损耗主要是由开通损耗引起，而IGBT则主要是由关断损耗引起。因此使用MOSFET作为主开关器件的电路，应该工作于ZVS条件下，这样在器件开通前，漏极和源极之间的电压先降为零，输出电容上储存能量很小，可以大大降低MOSFET的开通损耗；而使用IGBT作为主开关器件的电路，应该工作于ZCS条件下，这样在器件关断前，流过器件的电流先降为零，可以大大降低因拖尾电流造成的关断损耗。 软开关：当电流过零时，使器件关断；当电压过零时，使器件开通-实现开关损耗为零。 变流器：把输入的电源，进行电压、电流变换，达到规定的要求后输出给用电设备。 DC-DC：直流变压器。斩波器。 为什么反激开关电源只能适合小功率？200W以下。正激开关电源适合大功率开关电源？ 高效率小体积（高功率密度）一直是DC-DC变换器用户的追求，也是设计的要点。提高功率密度最有效的方式就是提高开关频率，线圈和变压器对高速变化的磁力线感应灵敏度高、特别高效率，衰减特别小，传递效率特别高，而对低频变化的磁力线灵敏度低、衰减大，传递效率差，因此高频下的磁芯体积会大幅度减小，但频率的提高会使开关管的开关损耗加大，对变换器的效率造成影响。如何在高频下减小开关管的开关损耗，是DC-DC变换器是否能实现高效率高功率密度的关键，在这种背景下，高频软开关技术逐渐成为研究的热点，LLC谐振变换器是在串联谐振变换器的基础上增加了一个与负载并联的电感，是目前效率最高的开关电源。 u c3842开关电源设计 流程 目的 希望以简短的篇幅，将公司目前设计的流程做介绍，若有介绍不当之处，请不吝指教. 设计步骤: 绘线路图、PCB Layout. 变压器计算. 零件选用. 设计验证. 设计流程介绍(以DA-14B33为例): 线路图、PCB Layout 请参考资识库中说明. 变压器计算: 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，以下即就DA-14B33变压器做介绍. 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max )= B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的power 为 Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以做较大瓦数的Power 。 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。 决定变压器线径及线数: 当变压器决定后，变压器的Bobbin 即可决定，依据Bobbin 的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm 2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。 决定Duty cycle (工作周期): 由以下公式可决定Duty cycle ，Duty cycle 的设计一般以50%为基准，Duty cycle 若超过50%易导致振荡的发生。 xD Vin D x V Vo Np Ns D (min))1()(-+= N S = 二次侧圈数 开关电源设计步骤 步骤1 确定开关电源的基本参数 ① 交流输入电压最小值u min ② 交流输入电压最大值u max ③ 电网频率F l 开关频率f ④ 输出电压V O （V ）：已知 ⑤ 输出功率P O （W ）：已知 ⑥ 电源效率η：一般取80％ ⑦ 损耗分配系数Z ：Z 表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级， Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2 根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3 根据u ，P O 值确定输入滤波电容C IN 、直流输入电压最小值V Imin ① 令整流桥的响应时间tc=3ms ② 根据u ，查处C IN 值 ③ 得到V imin 步骤4 根据u ，确定V OR 、V B ① 根据u 由表查出V OR 、V B 值 ② 由V B 值来选择TVS 步骤5 根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比Dmax V OR D m a x = ×100％ V OR +V I m i n －V D S (O N ) ① 设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) ② 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小 步骤6 确定C IN ,V Imin 值 步骤7 确定初级波形的参数 ① 输入电流的平均值I A VG P O I A VG= ηV Imin ② 初级峰值电流I P I A VG I P = (1－0.5K RP )×Dmax ③ 初级脉动电流I R ④ 初级有效值电流I RMS I RMS =I P √D max ×(K RP 2/3－K RP +1) 步骤8 根据电子数据表和所需I P 值 选择TOPSwitch 芯片 ① 考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10％，所选芯片的极限电流最小值 I LIMIT(min)应满足：0.9 I LIMIT(min)≥I P 步骤9和10 计算芯片结温Tj ① 按下式结算： Tj ＝[I 2RMS ×R DS(ON)+1/2×C XT ×(V Imax +V OR ) 2 f ]×R θ＋25℃ 式中C XT 是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组分布电容 ② 如果Tj ＞100℃，应选功率较大的芯片 步骤11 验算I P IP=0.9I LIMIT(min) ① 输入新的K RP 且从最小值开始迭代，直到K RP =1 ② 检查I P 值是否符合要求 ③ 迭代K RP =1或I P =0.9I LIMIT(min) 步骤12 计算高频变压器初级电感量L P ，L P 单位为μH 106P O Z(1－η)+ η L P = × I 2P ×K RP (1－K RP /2)f η 步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架，查出以下参数： ① 磁芯有效横截面积Sj （cm 2），即有效磁通面积。 ② 磁芯的有效磁路长度l （cm ） ③ 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2) ④ 骨架宽带b （mm ） 步骤14 为初级层数d 和次级绕组匝数Ns 赋值 ① 开始时取d ＝2（在整个迭代中使1≤d ≤2） ② 取Ns=1(100V/115V 交流输入)，或Ns=0.6(220V 或宽范围交流输入) ③ Ns=0.6×(V O +V F1) ④ 在使用公式计算时可能需要迭代 步骤15 计算初级绕组匝数Np 和反馈绕组匝数N F ① 设定输出整流管正向压降V F1 ② 设定反馈电路整流管正向压降V F2 ③ 计算N P 关于开关电源设计时的基本问题解答 如何为开关电源电路选择合适的元器件和参数？很多未使用过开关电源设计的工程师会对它产生一定的畏惧心理，比如担心开关电源的干扰问题，PCB layout问题，元器件的参数和类型选择问题等。其实只要了解了，使用开关电源设计还是非常方便的。一个开关电源一般包含有开关电源控制器和输出两部分，有些控制器会将MOSFET集成到芯片中去，这样使用就更简单了，也简化了PCB设计，但是设计的灵活性就减少了一些。 开关控制器基本上就是一个闭环的反馈控制系统，所以一般都会有一个反馈输出电压的采样电路以及反馈环的控制电路。因此这部分的设计在于保证精确的采样电路，还有来控制反馈深度，因为如果反馈环响应过慢的话，对瞬态响应能力是会有很大影响。 输出部分设计包含了输出电容，输出电感以及MOSFET等等，这些器件的选择基本上就是要满足性能和成本的平衡，比如高的开关频率就可以使用小的电感值（意味着小的封装和便宜的成本），但是高的开关频率会增加干扰和对MOSFET的开关损耗，从而效率降低。低的开关频率带来的结果则是相反的。 对于输出电容的ESR和MOSFET的Rds_on参数选择也是非常关键的，小的ESR可以减小输出纹波，但是电容成本会增加，好的电容会贵嘛。开关电源控制器驱动能力也要注意，过多的MOSFET是不能被良好驱动的。 一般来说，开关电源控制器的供应商会提供具体的计算公式和使用方案供工程师借鉴的。如何调试开关电源电路？有一些经验可以共享给大家：（1）电源电路的输出通过低阻值大功率电阻接到板内，这样在不焊电阻的情况下可以先做到电源电路的先调试，避开后面电路的影响。（2）一般来说开关控制器是闭环系统，如果输出恶化的情况超过了闭环可以控制的范围，开关电源就会工作不正常，所以这种情况就需要认真检查反馈和采样电路。特别是如果采用了大ESR值的输出电容，会产生很多的电源纹波，这也会影响开关电源的工作的。 开关电源设计 开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电？又如何使直流电压（电流）稳定？这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 1.1基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A； ③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=2.5±0.2A； 1.2发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。 & 课程设计任务书 学生姓名：专业班级： 指导教师：工作单位： 题目: 开关电源设计 初始条件： 输入交流电源：单相220V，频率50Hz。 要求完成的主要任务:（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）? 1、输出两路直流电压：12V，5V。 2、直流最大输出电流1A。 3、完成总电路设计和参数设计。 时间安排： 课程设计时间为两周，将其分为三个阶段。 第一阶段：复习有关知识，阅读课程设计指导书，搞懂原理，并准备收集设计资料，此阶段约占总时间的20%。 第二阶段：根据设计的技术指标要求选择方案，设计计算。 ） 第三阶段：完成设计和文档整理，约占总时间的40%。 指导教师签名：年月日 系主任（或责任教师）签名：年月日 目录 ） 引言 (1) 1设计意义及要求 (2) 设计意义 (2) 开关电源的组成部分 (2) 开关电源的工作过程 (2) 开关电源的工作方式 (3) 脉宽调制器的基本原理 (3) 2方案设计 (5) ） 设计要求 (5) 方案选择 (5) 整流滤波部分 (6) 降压斩波电路 (7) 脉宽调制电路 (8) MOSFET管的驱动电路 (9) 总电路图 (11) 3主电路参数设定 (12) { 变压器、二极管、MOSFET管选择 (12) 反馈回路的设计 (13) MOSFET的驱动设计 (14) 结束语 (15) 参考文献 (16) 附录一 (17) ] 引言 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，远程控制交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IGBT和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源根据输入输出的性质不同可分为AC/DC和DC/DC两大类。AC/DC称为一次电源，也常称为开关整流器。值得指出的是，AC-DC变换不单是整流的意义，而是整流后又做DC-DC变换。所以说，DC-DC变换器是开关电源的核心。DC/DC称为二次电源，其设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，所以学习设计开关电源有重要的意义。 一种基于TOP227Y 的脉冲开关电源设计 摘要:在研究脉冲开关电源技术的基础上 ,提出一种基于 TOP227Y的脉冲开关电源设计。首先给出脉冲开关电源的 总体结构 ,分析其工作原理 ,对系统中高频变压器、主电路、控制电路进行设计。接着介绍 TOP227Y芯片的工作原理及各个 功能块的主要作用 ,最后设计系统总电路图。 关键词:PWM;TOP227Y;开关电源;高频变压器 Design of Pulse Switch Power Supply Based on TOP227Y Abstract:A pulse switch power supply based on TOP227Yis introduced in the paper ,after analsing its working principle , the whole structure of switch power supply is also designed ,the main design content consists of the high frequency trans former ,the main circuit and the control circuit ,then the working principle and the main action of each function module of TOP227Yare introduced in the paper ,finally the whole circuit of system is designed. Keywords:PWM;TOP227Y;switch power supply;high frequency transformer 脉冲电源是各种电源设备中比较特殊的一种,它的电压或电流波形为脉冲状。其实质上是一种通断的直流电源,其基本工作原理是首先经过慢储能 ,使初级能源具有足够的能量,然后向中间储能和脉冲成形系统电或流入能量 ,能量经化 等复杂过程之后 ,形成脉冲电源。随着开关电源的发展 ,电源的小型化、模块化、智能化越来越受到人们的关注。各种电源控制芯片如雨后春笋纷纷涌现 ,美国电源集成 PI 公司相继推出 TOP系列芯片 ,这些芯片集脉冲信号控制电路和功率开关器件 MOSEFT 于一体 ,具有高集成度、最简外围电路、最佳性能指标等特点,能组成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。所以,本文设计基于 TOP227Y芯片控制的开关电源。 一、绪论 1.设计的目的及意义 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型 开关电源的制作流程 开关电源（Switch Mode Power Supply，SMPS）具有高效率、低功率、体积小、重量轻等显著优点，代表了稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。开关电源的设计与制作要求设计者具有丰富的实践经验，既要完成设计制作，又要懂得调试、测试与分析等。本文章介绍开关电源组成及制作、调试所需的基本步骤和方法。 第一节开关电源的电路组成 开关电源一般是指输入与输出隔离的电源变换器，包括AC/DC电源变换器和DC/DC电源变换器，也称为AC/DC开关电源和DC/DC开关电源。非隔离式DC/DC变换器也属于开关电源，通常称之为开关稳压器。 1、AC/DC开关电源的组成 AC/DC开关电源的典型结构如图1-1-1所示。电源由输入电磁干扰（EMI）滤波器、输入整流/滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流/滤波电路和输出电压反馈电路组成。 图1-1-1 AC/DC开关电源的典型结构 其中输入整流/滤波电路、功率变换电路、输出整流/滤波电路和PWM控制器电路是主要电路，其他为辅助电路。有些开关电源中还有防雷击电路、输入过压/欠压保护电路、输出过压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等其他辅助电路。 2. DC/DC开关电源的组成 DC/DC开关电源的组成相对AC/DC开关电源要简单一点，其典型结构如图1-1-2所示。电源由输入滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流/滤波电路和输出电压反馈电路组成。当然，有些DC/DC开关电源也会包含其他辅助电路。 图1-1-2 DC/DC开关电源的典型结构 第二节开关电源的制作流程 开关电源的设计与制作要从主电路开始，其中功率变换电路是开关电源的核心。功率变换电路的结构也称开关电源拓扑结构，该结构有多种类型。拓扑结构也决定了与之配套的PWM控制器和输出整流/滤波电路。下面介绍开关电源设计与制作一般流程。 1.解定电路结构(DC/DC变换器的结构) 无论是AC/DC开关电源还是DC/DC开关电源，其核心都是DC/DC变换器。因此，开关电源的电路结构就是指DC/DC变换器的结构。开关电源中常用的DC/DC变换器拓扑结构如下: (1)降压式变换器，亦称降压式稳压器。 (2)升压式变换器，亦称升压式稳压器。 (3)反激式变换器。 (4)正激式变换器。 (5)半桥式变换器。 (6)全桥式变换器。 (7)推挽式变换器。 降压式变换器和升压式变换器主要用于输入、输出不需要隔离的DC/DC变换器中；反激式变换器主要用于输入、输出需要隔离的小功率AC/DC或DC/DC变换器中；正激式变换器主要用于输入/输出需要隔离的较大功率AC/DC或DC/DC变换器中；半桥式变换器和全桥式变换器主要用于输入/输出需要隔离的大功率AC/DC或DC/DC变换器中，其中全桥式变换器能够提供比半桥式变换器更大的输出功率；推挽式变换器主要用于输入/输出需要隔离的较低输入电压的DC/DC或DC/AC变换器中。 顾名思义，降压式变换器的输出电压低于输入电压，升压式变换器的输出电压高于输入电压。在反激式、正激式、半桥式、全桥式和推挽式等具有隔离变压器的DC/DC变换器中，可以通过调节高频变压器的一、二次匝数比，很方便地实现电源的降压、升压和极性变换。此类变换器既可以是升压型，也可以是降压型号，还可以是极性变换型。在设计开关电源时，首先要根据输入电压、输出电压、输出功率的大小及是否需要电气隔离，选择合适的电路结构。 2.选择控制电路(PWM) 开关电源是通过控制功率晶体管或功率场效应管的导通与关断时间来实现电压变换的，其控制方式主要有脉冲宽度调制、脉冲频率调制和混合调制三种。脉冲宽度调制方式，简称脉宽度调制，缩写为PWM；脉冲频率调制方式，简称脉频调制，缩写PFM；混合调制方式，是指脉冲宽度与开关频率均不固定，彼此都能改变的方式。 PWM方式，具有固定的开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比，因此开关周期也是固定的，这就为设计滤波电路提供了方便，所以应用最为普通。目前，集成开关电源大多采用此方式。为便于开关电源的设计，众多厂家将PWM控制器设计成集成电路，以便用户选择。开关电源中常用的PWM控制器电路如下: (1)自激振荡型PWM控制电路。 (2)TL494电压型PWM控制电路。 (3)SG3525电压型PWM控制电路。 (4)UC3842电流型PWM控制电路。 (5)TOPSwitch-II系列的PWM控制电路。 (6)TinySwitch系列的PWM控制电路。 3.确定辅助电路 开关电源的系统设计深度解读 开关电源的系统设计深度解读 时间：2013-03-05 214次阅读【网友评论0条我要评论】收藏 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外，其中有一些技巧，现以3843电路举例见图（1）图一效果要好于图二，图二在满载时用示波器观测电流波形上明显叠加尖刺，由于干扰限流点比设计值偏低，图一则没有这种现象、还有开关管驱动信号电路，开关管驱动电阻要靠近开关管，可提高开关管工作可靠性，这和功率MOSFET高直流阻抗电压驱动特性有关。 开关电源控制环设计过程大揭秘 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和 BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 开关电源设计设计 开关电源设计 摘要 随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用, 人们对其需求量日益增长, 并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨重的线性电源。电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。开关电源技术的主要用途之一是为信息产业服务。信息技术的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了开关电源技术的发展。开关电源的高频变换电路形式很多, 常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。本论文是基于芯片UC3842的小功率高频开关电源系统设计。 关键词开关电源；半桥全桥；高频变压器 - II - 目录 摘要...................................................................................................................... I 第1章绪论 (1) 1.1 课题背景 (1) 1.2 研究的目的及意义 (2) 1.2.1 课题研究的目的 (2) 1.2.2课题研究的意义 (2) 第2章开关电源输入电路设计 (3) 2.1 电压倍压整流技术 (3) 2.1.1 交流输入整流滤波电路原理 (3) 2.1.2 倍压整流技术 (3) 2.2 输入保护器件保护 (4) 2.2.1 浪涌电流的抑制 (4) 2.2.2 热敏电阻技术分析 (5) 2.3 本章小结 (6) 第3章开关电源主电路设计 (7) 3.1 单端反激式变换器电路的工作原理 (7) 3.2 开关晶体管的设计 (8) 3.3 变压器绕组的设计 (10) 3.4 输入整流器的选择 (11) 3.5 输出滤波电容器的选择 (12) 3.6 本章小结 (12) 第4章开关电源控制电路设计 (13) 4.1 芯片简介 (13) 4.1.1 芯片原理 (13) 4.1.2 UC3842内部工作原理简介 (13) 4.2 工作描述 (14) 4.3 UC3842常用的电压反馈电路 (18) 4.4 本章小结 (20) 结论 (21) 致谢 (22) 参考文献 (23) - II - 总结：开关电源设计心得 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外。 下面谈一谈印制板布线的一些原则 线间距：随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高，一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题，完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺，一般双面板最小线间距设为0.3mm，单面板最小线间距设为0.5mm，焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔，最小间距设为0.5mm，可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。，这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求，并可以把成品率控制得非常高，亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。 最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路，当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。 1 绪论 开关电源(Switching Mode Power Supply，英文缩写为SMPS)又称为开关稳压电源，问世后在很多领域逐步取代了线性稳压电源和晶闸管相控电源。随着全球对能源问题的越来越重视，电子产品的耗能问题将愈来愈突出，如何降低其待机功耗，提高供电效率成为一个急待解决的问题。传统的线性稳压电源虽然电力结构简单、工作可靠，但它存在着效率低(只有40%～50%)、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小等缺点。为了提高效率，人们研究出了开关式稳压电源，它的效率可达85%以上，稳压范围宽；除此之外，还具有稳压精度高的特点，是一种较理想的稳压电源。开关电源具有效率高、体积小、重量轻、应用广泛等优点，现已成为稳压电源的主流产品。正因为如此，开关电源被誉为高效、节能型电源，代表着稳压电源的发展方向，并已广泛应用于各种电子设备中[1]。 1.1 开关电源的特点 1.1.1 开关电源的优点 (1) 功耗小，效率高。晶体管V在激励信号的激励下，它交替地工作在导通—截止和截止—导通的开关状态，转换速度很快，频率一般为50kHz左右，在一些技术先进的国家，可以做到几百或者近1000kHz。这使得开关晶体管V的功耗很小，电源的效率可以大幅度地提高，其效率可达到80%。 (2) 体积小，重量轻。采用高频技术，省掉了体积笨重的工频变压器。由于调整管V上的耗散功率大幅度降低后，又省去了较大的散热片。由于这两方面原因，所以开关稳压电源的体积小，重量轻。 (3) 稳压范围宽。从开关稳压电源的输出电压是由激励信号的占空比来调节的，输入信号电压的变化可以通过调频或调宽来进行补偿。这样，在工频电网电压变化较大时，它仍能够保证有较稳定的输出电压。所以开关电源的稳压范围很宽，稳压效果很好。此外，改变占空比的方法有脉宽调制型和频率调制型两种。开关稳压电源不仅具有稳压范围宽的优点，而且实现稳压的方法也较多，设计人员可以根据实际应用的要求，灵活地选用各种类型的开关稳压电源。 (4) 滤波的效率大为提高，使滤波电容的容量和体积大为减少。开关稳压电源的工作频率目前基本上是工作在50kHz，是线性稳压电源的1000倍，这使整流后的滤波效率几乎也提高了1000倍；即使采用半波整流后加电容滤波，效率也提高了500 毕业论文（设计） 题目开关电源设计 英文题目switch source design 院系 专业 姓名 年级 指导教师 2015年4月 摘要 摘要内容： 本论文题目是学校根据学生的实际情况和所学的专业而设计的，它体现了学校对学生的理论知识和实践动手能力的考察，并且让学生充分的发挥自己所学的知识。 随着大规模和超大规模集成电路的快速发展，特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。显然，那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源。隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。它使交流电源高效率地产生一路或多路经调整的稳定直流电压。 本论文共分七章，内容包括：开关电源概述，输入电路，隔离单端反激式变换器电路，UC3842的原理及技术参数，UC3842常用的电压反馈电路的选用，UC3842在开关电源电路的应用，电源市场的概况。 【关键词】： 变压器 滤波 过载 Switch Source Design Abstract Abstract content: The topic of this thesis is designed according to the actual situation of the school and professional school students which reflects the effects of school students theoretical knowledge and practical ability, and let the students give fulllay to their own knowledge. With the rapid development of large-scale and ultra large scale integrated circuit, especially the microprocessor and a semconductor memory utilization, gave birth to the electronic system of a new generation of products. Obviously, the volume is big and , light weight, circuit. It makes the AC power efficient generates one or more adjusted stable DC voltage. T his paper is divided into seven chapters, including: input switching power supply circuit, an overview, isolation of single end flyback converter circuit, principle and technical parameters of UC3842, UC3842 common voltage feedback circuit selection, application of UC3842 in switching power supply circuit, power market overview. Key Words：Transformer ；Wave filtering ；Overload 目录 第1章开关电源概述 1.1 开关电源的产生与发展 (5)开关电源设计报告
开关电源课程设计报告
开关电源设计
开关电源PCB设计流程及布线技巧
各种开关电源介绍-开关电源设计知识大全
最新uc3842开关电源设计流程
开关电源设计步骤(精)
关于开关电源设计时的基本问题解答
开关电源设计教学内容
开关电源设计
关于开关电源设计
开关电源的制作流程
开关电源的系统设计深度解读
开关电源控制环设计过程大揭秘
开关电源设计设计
总结：开关电源设计心得
开关电源设计
(完整版)开关电源设计毕业设计