BoostZCT_PWM变换器的改进及仿真分析(1)
全软开关Boost ZCT-PWM变换器
通 ，同时 Ｖ 。 Ｄ
关 断 ．存 在 反
向恢 复 问题 。 由上述分 析可 见， 电路中 Ｖ 。 Ｑ
的开 通 是 典 型 的 硬 开 关 过
程 ：而 Ｖ Ｑ 关
（ ） 耍波 彤 ｂ
Ｂｏｔ Ｃ ．ＷＭ 电路拓扑结构及控制方法均加以改 ｏｓＺ ＴＰ 进， 使所有开关器件均实现 了软开关。
Ｌ ｎ — ａ ｇ ＨＡＮＧ ｉＩ ，ＨＵＡＮＧ Ｎｉ ｎ ｃ Ｕ Ｄｏ ｇ ｌ ｎ ，Ｚ ｉ Ｄａ － ＭＢ ａ —ｉ
（ｉ ｕｎＵ ｉ ｒ ｔ，Ｃ ｅｇ ｕ６ ０ ６ ， ｉ ） Ｓｃ ａ ｎｖ ｓｙ ｈｉ ｄ ｌ０ ５ ｎ ｈ ｅｉ ｔ ａ
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一种ZVT―PWMBOOST电源主电路仿真与设计
一种ZVT—PWMBOOST电源主电路仿真与设计【摘要】开关电源相对于线性电源具有效率、体积、重量等方面的优势，尤其是高频开关电源正变得更轻，更小，效率更高，也更可靠，这使得高频开关电源成为了应用最广泛的电源。
针对传统的硬开关电源开关损耗大、工作频率低的问题，提出了一种ZVT-PWM BOOST变换器，通过采用辅助开关T1 和谐振电路使主开关在零电压下启动，降低开关损耗，提高开关频率。
设计过程中通过MATLAB/Simulink 软件对主电路进行仿真，调整优化相关的参数，得到理想的输出电压波形图，仿真结果表明该设计的可行性和正确性。
【关键词】开关电源；ZVT-PWM ;软开关；MATLAB【Abstract 】Switching power supply with respect to linear power supply efficiency ，size，weight ，and other advantages ，especially high-frequency switching power supplies are getting lighter ，smaller ，more efficient ，and more reliable ，which makes high-frequency switching power supplies has become the most widely used power. This design for the traditional hard switch power switch problem of low loss ，high operatingfrequency ，ZVT-PWM BOOST converter is proposed，through the use of auxiliary switch T1 and resonant circuit main switch start at zero voltage ，reduce the switching losses ，increase switching frequencies.Design process simulation byMATLAB/Simulink software for primary circuit ，adjust parameters to obtain the desired output waveform ，the analysis of the matlab results proves the its feasibility and validity .【Key words】Switching power supply ；ZVT-PWM；soft switch ；MATLAB1.绪论在电力电子器件中，磁性元件占总体的质量和体积的比例最大，如变压器、电感器、电容等。
基于Pspice的Boost_ZVT变换器的仿真研究
基于Pspice 的Boost-ZVT 变换器的仿真研究李一鸣(湖南理工学院 计算机学院, 湖南 岳阳 414006)摘 要: 讨论了功率因数校正电路—Boost-ZVT 变换器. 区别于以往的Boost 变换器, 它实现了主开关管的软关断, 减少了开关损耗. 并利用Pspice 软件对主电路进行了仿真, 仿真结果表明Boost-ZVT 变换器在功率因数校正设计中具有良好的的效果, 而且有很高的实用价值.关键词: 功率因数校正; Boost-ZVT; 仿真中图分类号: TP311 文献标识码: A 文章编号: 1672-5298(2010)03-0034-05The Simulation Research of Boost-ZVTConverter Based on PspiceLI Yi-ming(College of Computer Science, Hunan Institute of Science and Technology, Yueyang 414006, china)Abstract : This paper focuses on the power factor correction circuit—Boost-ZVT converter. Distinguished from the past Boost converter, the Boost-ZVT converter, it implements the main switch of the soft turn-off, reducing switching losses. Finally, Pspice software is carried out the main circuit simulation. The simulation results show that Boost-ZVT converter has a good effect in power factor correction design, but also a high practical value.K ey words : PFC; Boost-ZVT; simulation引言由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路应用十分普遍, 价格低廉、可靠性高是它的突出优点, 但是它对电网的谐波污染却十分严重, 由整流二极管和滤波电容组成的整流滤波电路主要存在如下的问题[1]:1. 启动时产生很大的冲击电流, 约为正常工作电流的十几倍至数十倍;2. 正常工作时, 由于整流二极管导通角很小, 形成一个幅度很高的窄脉冲, 电流波峰因数(CF)高、电流总谐波畸变率(THD)通常超过100%, 同时引起电网电压波形的畸变;3. 功率因数(PF)低, 一般约为0.5～0.6.大量应用整流电路, 使供给电网产生了严重畸变的非正弦电流, 输入电流中除含有基波外, 还含有很多的奇次、高次谐波分量, 这些高次谐波倒流入电网, 引起严重的谐波“污染”, 造成严重危害. 为了减少AC/DC 变流电路输入端谐波电流造成的噪声和对电网产生的谐波“污染”, 以保证电网供电质量, 提高电网的可靠性, 同时也为了提高输入端功率因数, 以达到节能的效果, 必须限制AC-DC 电路的输入端谐波电流分量. 由此可知提高功率因数在AC/DC 开关电源应用中具有重大的意义.1 Boost ZVT-PWM 变换器主电路拓扑及工作原理1.1 Boost ZVT-PWM 变换器工作原理Boost ZVT-PWM 变换电路[2]如图1所示. Boost ZVT-PWM 变换器不同于传统的Boost 变换器[1], 图1和图2分别为它的电路图及波形图. Boost ZVT-PWM 变换器在传统的Boost 变换器基础上增加了一个ZVT 网络, 该网络由辅助开关、谐振电感L ZVT Q r 、谐振电容C r 及二极管D 2 和D 3 组成. 电路工作时, 辅助开关先于主开关开通, 使ZVT 谐振网络工作, 电容C ZVT Q MAIN Q r 上电压(即主开关两端电压)下降到零, MAIN Q第23卷 第3期 湖南理工学院学报(自然科学版) Vol.23 No.32010年9月 Journal of Hunan Institute of Science and Technology (Natural Sciences) Sep. 2010收稿日期: 2010-05-27作者简介: 李一鸣(1979- ), 女, 湖南岳阳人, 硕士, 湖南理工学院计算机学院讲师. 主要研究方向: 计算机硬件及DPS 技术第3期 李一鸣: 基于Pspice 的Boost-ZVT 变换器的仿真研究 35创造主开关零电压开通条件. MAIN Q 1.2 运行模式分析假设输入电感足够大, 可以用恒流源I IN 代替, 而输出滤波电容足够大, 输出端可用恒压源V 0 代替. 设t < t 0 时, 和均关断, D MAIN Q ZVT Q 1 导通, 一个工作周期可分为七个工作模式[2]. 图2为电路工作波形图, 现分析如下:1) 在t 01~.t t 0 之前, 主开关和辅助开关关断, 二极管MAIN Q ZVT Q 1D 导通, 负载电流全部流过1D . 在t 0时刻, 辅助开关导通, 随着的开通, 谐振电感ZVT Q ZV Q T r I 中的电流线性上升到IN I . 而二极管1D 中的电流线性下降至零, 二极管1D 零电流关断, 即实现了二极管的软关断. 而在实际电路中, 二极管1D 需要经历反向恢复以除结电荷. 此时, ZVT 谐振电感r I 上的电压为V .02) 在t 12~.t t 1 时刻, 谐振电感L r 中的电流线性上升到I IN , L r 和C r 开始谐振. 在谐振周期内, C r 放电直到电压为零. 漏极电压变换率d d u t由C r 控制,C r 实际上是C DS 与C OSS 的和. 在C r 放电的同时, 谐振电感中的电流则持续上升. 漏极电压降至零所需的时间长度应是谐振周期的四分之一. 在谐振周期结束时, 主开关管的体二极管开通. 这一期间结束时, 的体二极管开通.MAINQ 图1 峰值电流模式控制PWM 原理图图2 Boost ZVT-PWM 变换器波形3) 23~.t t 这一期间开始时, 主开关的漏极电压降到零, 其体内二极管开通. 流过体二极管的电流由ZVT 电感提供. 由于电感两端的电压为零, 因此二极管处于续流状态. 而与此同时, 主开关管实现了零电压开通.MAIN Q 4) 34~.t t 在t 3 时刻, 控制电路感应到主开关管的漏极电压降为零时开通主开关管Q , 同时关断辅助开关管. 在辅助开关管关断后, L MAIN Q MAIN ZVT Q ZVT Q r 中的能量通过二极管D 2向负载传输.5) 45~.t t 在t 4 时刻, D 2 中的电流下降到零, 此时电路的工作状态与普通的升压变换器相同. 而实际当中, 将与辅助开关管Q 的结电容发生谐振, 使二极管D r L ZVT OSS C 1阳极电压为负.6) 56~.t t 这个阶段电路的工作过程和普通的Boost 升压变换几乎完全一致, 主开关管Q 关断, 其漏-源结电容被充至V MAIN 0, 主二极管D 1开始向负载供电. 由于一开始结电容使漏极电压为零, 因此主开关管的关断损耗大大降低.MAIN Q 7) 60~.t t 这个阶段处于续流状态, 二极管D 1导通, 电路通过电感L 为负载提供能量.2 Boost ZVT-PWM 变换器主电路参数计算设计指标: 单相交流220±10%V , 输入频率50Hz/60Hz, 输出电压为直流380V , 变换器效率大于95%, 功率因数大于98%.2.1 升压电感L 的计算最大峰值电流出现在电网电压最小, 负载最大时[3]36 湖南理工学院学报(自然科学版) 第23卷7.52APKI==.假设容许20%的电流脉动, 则有0.27.52 1.5ALIΔ=×=.在最低线电压时Boost变换器最小占空比0INmin0.263.V VDV−==由公式IN min491HSLV D TLI××==Δμ, 可取L = 470Hμ.2.2 输出滤波电容C0的选择输出电容C0由两个因数决定[3], 第一: 保持时间t H ; 第二: 输出电压纹波的大小. 输出电容由容许的输出最大纹波电压决定, 输出纹波电压频率为2倍的基频率, 设容许的最大输出纹波电压为0.5% 1.9VPKu UΔ=×=.电容电流表达式为ddccui Ct=, 取拉氏变换, 得.00()()(0)c ci s s C u s C u=××−×c由此可得()(0)()c cci s uu ss C s=+×. 再取反拉氏变换, 得cos(22)(0)222cpkc LLIu f tf Cπ=−π×−+π×cu.因而输出纹波电压为:cos(22)222cpkLLIuf Cf tπΔ=−π×−π×. 最大输出纹波电压峰值为22cpkPKLIuΔ=.最大电容电流等于最大负载即INcpkPIV=. 代入上式, 得IN0022PKLPuf C VΔ=π××, 所以IN2322F22L PKPCf V U==π×××Δμ.故可取C0 = 2200.Fμ2.3 谐振电感L r的设计谐振电感通过为升压电感电流提供交替的电流通路控制着二极管的ddit. 二极管的反向恢复时间是关闭时ddi的局部函数, 如果所控制的ddi t设定, 该二极管的反向恢复时间可近似估算出大约为60ns. 如果电感限制上升时间到180ns, (3×t rr)电感量可按0d/drVLi t=计算[4]. 其中dd3INPrrIit t=. 因为18.27A2INP PK LI I I=+×Δ=, 所以d=46A/μsdit. 由此可得8.3HrL=μ.2.4 谐振电感L r的设计最小谐振电容要确保主开关的ddvt, 有效谐振电容是MOSFET电容和外接电容之总和. 该电容限制关闭时间的ddvt, 自然地减少了米勒效应. 此外, 它还减少了关闭损耗, 因为开关电流转移到电容上. 该电容必须是优质高频电容, 低ESR﹑低ESL者为佳. 它还必须能在关闭时承受较大的充电电流. L与C结合产生一个14谐振周期[4]: 140ns=, 由此可得.479pFrC=第3期 李一鸣: 基于Pspice 的Boost-ZVT 变换器的仿真研究 373 Boost ZVT-PWM 变换器主电路参数计算为了验证主电路设计的可行性和参数选择的正确性, 利用Pspice 软件对该主电路进行仿真和分析[5]. 图3为Boost ZVT-PWM 变换器的Pspice 仿真模型图. 根据前面的理论计算, 最后的仿真参数为: 输入电压V in 为单相220V , 升压电感L 为470, 谐振电感L H μr 为8.3H μ, 谐振电感C r 为479, 输出滤波电容C pF 0为2200, 开关频率f 为100kHz.μF图3 Boost 型ZVT-PWM Pspice 仿真模型图4为主开关管T r 和辅助开关管T r 1的驱动波形图, 图中显示了主开关管T r 是在辅助开关管T r 1关断后才开通的, 而且辅助开关管导通时间很短, 显著地减少了开关管T r 1的损耗.图5为主开关管T r 驱动波形V gs , 漏源电流波形I ds 以及漏源电压V ds 仿真波形图. 图中我们可以看到主开关管在开通前先有电流反向流过其体内二极管, 使漏极电压箝位到零, 再加驱动脉冲从而实现零电压开通. 当驱动脉冲变为零时, 由于主开关管漏源极两端并联着谐振电容, 使得主开关管漏源两端的电压缓慢上升, 从而实现零电压关断.图4 主开关管T r 和辅助开关管T r1驱动波形图5主开关管T r 驱动波形、漏源电流波形和电压波形从图6中我们清楚地看到输入电流很好跟随交流输入电压, 实现了功率因数校正的目的.38 湖南理工学院学报(自然科学版) 第23卷4 结论综上所述: 在单相功率因数校正电路中采用Boost ZVT-PWM 变换器, 可以实现软开关PFC. 仿真结果表明该变换器能很好地达到功率因数校正的目的, 而且减少了开关管的损耗, 抑制了电磁干扰和提高了系统的效率. 图6 输入交流电压和交流波形参考文献[1] 周志敏, 周纪海, 纪爱华. 开关电源功率因数校正电路设计与应用[M]. 北京: 人民邮电出版社, 2004[2] 胡雪梅, 孙旭松. 有源功率因数校正技术及发展[J]. 电气时代. 2006(4): 116~118[3] Jong-Lick Lin, Member, IEEE, and Chin-Hua Chang. Small-signal modeling and control of ZVT-PWM boost converter [J]. IEEE Transaction onInductrial Electronics. 2003, (1): 210[4] Wannian Huang, Gerry Moschopoulos, Member, IEEE. A new family of ZVT-PWM converters with dual active auxiliary circuits [J]. IEEE Transactions onPower Electronics. 2006, (2): 370~380[5] 吴建强. Pspice 仿真实践[M]. 哈尔滨: 哈尔滨工业大学出版社, 2001(上接第16页)记(0,1)k nPα=∈, 则有11()(1)(1)1K x x M x M αααα−−=++−−.1(1)1(1)(1)11()(1)(1)[((1))1K x M x M x M M x M ααααααα−−−−−−′=++−=+−+]x α−.由0x M <≤可知, ()0K x ′≤, 即()()0K x K M =≥, 从而()0()H x H M =≥. 即有11100(,,)(,,,,,)(,,)(,,)(,,)0n k k f xx f x x M M h x x h x x h M M == """"""≥≥=. 综上所述, 函数f 在区间[0,]n M 内非负, 且若12(,,,)0n f x x x =", 则必有12n x x ==="x , 故不等式(4)成立, 且(4)中等式成立当且仅当12n x x x ===".最后, 从不等式(2)、(3)、(4), 我们提出如下猜想:()()(nn n n n n )A G A G G A ′′′′′′−−+≤.参考文献[1] Beckenback, E.F. and Bellman, R., Inequalities [M], Springer Verlag, Berlin 1961.[2] Horst Alzer. An inequality of W.L. Wang and P .F . Wang [J], Internat. J. Math. & Math. 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Boost PFC变换器仿真探析
Boost PFC变换器仿真探析1 概述从电网获取交流电经整流为各种电气设备提供直流电是一种常用的变流方案，但整流装置、电感、电容组成的滤波器中非线性元件和储能元件的存在使输入交流电流波形发生严重畸变，呈尖峰脉冲状，网侧输入功率因数降低。
电网电流的畸变由于电网阻抗反过来影响电网电压，造成谐波污染。
谐波的存在使电网中元件产生附加损耗，会降低用电设备的效率；会影响电器设备的正常工作及其寿命；会导致继电保护和自动装置误动作，并使电器测量仪表计量不准确；会降低电网功率因数等系列危害。
由于电力电子装置是现在最主要的谐波污染源，这已经阻碍了电力电子技术的发展，它迫使电力电子领域的研究人员对谐波的污染问题要给出有效的解决方案。
为了解决电力电子装置的谐波污染问题，基本思路有两条：一条是装设谐波补偿装置来补偿谐波；另一条是对电力电子装置本身进行改造，提高输入端的功率因数。
对于新型的电力电子设备，多采用后一种思路，即加入功率因数校正器，它的原理就是在整流器与负载直接接入DC-DC开关变换器，应用电流反馈技术，使得输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压波形，可使得输入端电流接近正弦波，从而使得輸入端的谐波畸变率THD小，功率因数提高。
功率因数是电源对电网供电质量的一个重要的指标。
许多发达国家率先采用了多种功率因数校正（PFC）方法来实现“绿色能源”革命，并强制推行了国际标准IEC555-2、EN60555-2等，限制了电子生产厂家入网电气设备的电流谐波值。
目前，有源功率因数校正（APFC）技术是解决谐波污染最有效的方法之一。
PFC的英文全称为“Power Factor Correction”，功率因数指的是有效功率与总耗电量（视在功率）之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量（视在功率）的比值。
基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度，当功率因数值越大，代表其电力利用率越高。
PFC的实现方式多样，其中在过去二十年中，工业上高性能的CCM Boost PFC变换器一直采用乘法器控制法来实现。
改进型Boost ZCT-PWM变换器的研究及仿真分析
设初始状态 为：主开关 管 Ｓ和辅 助开关管 ｓ 都处 于关 断状态 ， ａ 升 压 电感 电 流 Ｉ通 过 Ｖ Ｌ 、 ＤＩ续 流 。输 入 直 流 电 压 Ｖ 和 升 压 电 感 Ｌ Ｄ、ｒＶ
２零 电 流 转 换 电路 拓 扑结 构 ．
近年来研究人员对零转换技术大为关注 ，出现 了多种 的零 转换电 路拓扑结构 ， 其中文献［ ｉ 好地改善了开关器件 的开关环境 ， 实现了 ２艮 １ 它 主开关管 的软开通 ， 并且使 辅助开关管工作在软开关状态 ， 电路 中的无 源器件也工作在软开关状 态， 它代表 了零 电流发展 的趋势和方 向。 但电 路 结 构 较 复 杂 ； 助 开关 管 的 电 流 应 力 较 大 ， 态 损 耗 大 ， 加 了 高 电 辅 通 增 压应用场合下辅助开关管选取 的难度 。文献ｆ］ ３对文献［】 ２的拓扑结构进 行改进 ， 出了改进型 Ｚ Ｔ－Ｐ 提 Ｃ － ＷＭ ｏｓ变 换器 ， Ｂｏｔ 此变换器 的优点 ： １ （） 恒频控制 ； ） （ 实现了主开关管 的零 电流开通 和关 断；３实现 了辅助开关 ２ （） 管 的零电流开通和关断 。但是 两个电路 均未能解决 电流应力高和辅管 实现 Ｚ Ｓ的问题。图 １为文献［】 Ｃ １的软开关拓扑结构和图 ２为文献［】 ２的 软 开 关 拓 扑 结构 。 本文在 文献［］ 出的拓扑结构上进行改进 ， Ｉ 和串联 的 ＶＤ ２提 在 Ｊ ｒ ２两 端 并联 一 个 二 极 管 ，提 出一 种 新 型 的基 于 Ｐ ＷＭ 的 Ｚ Ｔ Ｂ ｏｔ 换 器 。 Ｃ — ｏｓ 变 与文献ｉ１ １的电路相 比， 去掉 了谐 振电感 Ｉｌ Ｌ２， Ｊ 和 ｒ 只在主 电路 中加一 ｒ 个 Ｌ， ｒ使得 ｓ ２的电流峰值达 到最小 且承受 的反压 为零 ， 添加 钳位二极 管 Ｖ ２能够钳制 １ Ｄ， 点的电位 ， 从而彻底 消除 由二极 管反 向恢 复等各种 原 因引起 的开关管上的电压尖 峰。 继承 了其拓扑结构的优点 ， 又减少了 电路 中的有源器件的数 量。 与文献［】 比， ２相 明显降低 了辅助开关管的通 态 损 耗 和 电流 应 力 。
一族新颖的ZCS-PWM变换器的研究.
一族新颖的ZCS-PWM变换器的研究摘要：分析了一个新的零电流开关（ZCS）单元电路的特性。
基于这个ZCS的单元电路，构建了一个新的ZCS的Boost电路，并对他们的工作机理进行了分析，而且在这个ZCS单元电路的基础上构建出更多的ZCS变换器。
实验和仿真结果验证了理论分析。
关键词：单元电路；零电流开关；升压电路；变换器0 引言在中功率开关变换器中，为了提高功率密度，通常都采用提高开关频率的方式。
但是随着频率的提高，开关损耗也增加，因此必须采用软开关技术来降低开关损耗。
准谐振变流器可以工作在高开关频率和软开关状态下。
但是，这一类零电流开关谐振技术也受到大电流、高电压或者频率调制的影响。
可以在谐振电路中增加辅助开关和辅助的无源元件,实现恒频控制，降低电流和电流应力。
但是，这一类电路的主要缺点就是主开关的电流应力比较高，导通损耗较大。
本文提出一种新的ZCS-PWM单元电路。
通过将谐振回路按照不同的方向分开，从而强制谐振电流不在所有的开关器件中流通，以降低电流应力。
1 新型ZCS-PWM工作机理分析图1所示为传统的ZCS-PWM变换器的基本单元及其对应的ZCS-PWM Boost 变换器。
为了降低主开关管的电流应力，如图2所示，在传统单元电路的基础上，增加了辅助二极管DS1和DS2，在一个谐振周期中，谐振回路被分开了。
只有半个周期的谐振电流流过每个开关管，因此减轻了S1和S2的电流应力。
图3是在图2所示单元的基础上构建的ZCS-PWM Boost变换器。
图4所示为图3所示Boost电路的主要仿真波形。
图5所示为该电路在一个工作周期中的各个工作状态。
变换器在一个开关周期内的各个工作模态分析如下。
图1 传统ZCS-PWM电路和Boost变换器图2 改进后的ZCS-PWM单元电路图3 基于新单元电路的ZCS－PWM Boost变换器图4 图3中所示电路的电流电压仿真波形(a)模式1（t0前） (b)模式2（t0～t1） (c)模式3（t1～t） (d)模式4（t2～t3）2(e)模式5（t3～t4） (f)模式6（t4～t5） (g)模式7（t5～t6）图5 电路在一个开关周期的各种工作模式1）[0～t0]主开关S1断开，D1导通，输入电压V in经输入电感L1向负载传递能量。
改进型Boost ZVT-PWM有源功率因数校正电路技术
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改 进 型 Ｂ ｏｔＺ ｏ ｓ ＶＴ— Ｗ Ｍ 有 源 Ｐ 功 率 因 数 校 正 电路 技 术
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软开关PWM Boost型全桥变换器的仿真研究
软开关PWM Boost型全桥变换器的仿真研究
方烜;聂德宇;李晓敏
【期刊名称】《通信电源技术》
【年(卷),期】2017(34)5
【摘要】文章着重分析了实现软开关的可能性和方法.若要实现软开关,必须将变换器的四只开关管分为前导管和延后管,并且前导管只能实现零电流开关(Zero-Current-Switching),延后管既可以实现零电流开关,又可以实现零电压开关(Zero-Voltage-Switching).对文中提出的ZCZVS PWM Boost型全桥变换器的拓扑参数进行了详细的计算与设计.最后,基于MATLAB/SIMULINK平台,搭建了软开关PWM Boost型全桥变换器的仿真模型,仿真结果表明,该拓扑能够实现前导管的ZCS和延后管的ZVS,克服了传统ZCS型变换器存在的电流占空比丢失、变压器设计困难等缺点.
【总页数】3页(P29-30,33)
【作者】方烜;聂德宇;李晓敏
【作者单位】三峡大学电气与新能源学院,湖北宜昌443002;三峡大学电气与新能源学院,湖北宜昌443002;三峡大学电气与新能源学院,湖北宜昌443002
【正文语种】中文
【相关文献】
1.一种新型二极管辅助换流网络软开关PWM全桥变换器 [J], 谭瑞民;瞿文龙;张克强
2.软开关PWM DC/DC全桥变换器的理论基础 [J], 阮新波;严仰光
3.一种改进型零电流PWM Boost全桥变换器研究 [J], 陆超;陈杰;袁静
4.相移式PWM全桥变换器软开关技术研究 [J], 杜贵平;黄石生;毛鹏军
5.软开关PWM boost全桥变换器 [J], 周林泉;阮新波
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改进型零电流PWMBoost变换器
Improved ZeroCurrentSwitching PWM Boost Converter
2 HOU Shiying1 ， LIU Xiaoyan1， ， LIN Mao1
（ 1. State Key Laboratory of Safety and New Technology of Power Transmission ＆ Distribution Equipment and System，Chongqing University，Chongqing 400030 ，China； 2. Chongqing College of Electronic Engineering，Chongqing 401331 ，China）
{
（3）
u C r （ t） = 0 ， i L r （ t） = I in Δt7 = T － DT － π / ω r + Z r I in 1 arcsin － Δ t6 uo ωr （7）
当下个周期到来， 主开关导通， 模态 7 结束。 变换器一直这样周期性工作下去 。
Zr = 槡 Lr / Cr ， ωr = 1 / 槡 Lr Cr 其中， 当谐振电感电流过零时模态 3 结束。 t3 ，t4 ］ （ 见图 3 （ d） ） 。谐振电感 L r 与 模态 4［ 谐振电容 C r 通过主开关继续谐振， 谐振电感电流 由零上升， 主开关电流从 I in 下降， 谐振电容电压 从 2 u o 下降。 1 + cosω r （ t － t3 ） ］ u C r （ t） = u o［ i （ t） = u o sinω （ t － t ） r 3 Zr Lr Δt = 1 arcsin I in 4 uo ωr
·开关电源·
Boost变换器的设计与仿真
目录摘要 (3)第一章绪论 (4)1. 1研究背景 (4)1.2 boost变换器的国外研究现状 (6)1.3 Boost变换器的国内现状 (7)1.4 基于PID对Boost变换器的研究现状 (8)1.5与Boost变换器的控制方法 (10)1.6本文内容安排 (11)第二章DC-DC变换器基础 (11)引言 (11)2.1 Boost变换器的基本原理 (12)2.2 Boost变换器在CCM模式下的工作原理 (13)2.3 Boost变换器在DCM模式下的工作原理 (16)2.4 Boost变换器在CCM/DCM的临界条件 (18)2.5 PID控制的原理与分析 (19)2.6 本章小结 (21)第三章 Boost变换器设计 (23)引言 (23)3.1 Boost变换器性能指标 (23)3.2 Boost电路的参数设计 (23)第四章 Boost变换器的仿真及分析 (28)引言 (28)4.1 建立Boost变换器的仿真模型 (28)4.2 仿真结果 (28)4.3 本章小结 (31)第五章总结与展望 (32)致谢 (33)参考文献 (34)摘要科技在不断地发展，人们的生活水平也在不断地提高，人们的生活已经离不开电子产品。
所以对电源的性能要求也是越来越高。
但是能源危机也时日益严重。
为了解决这一问题，可再生的能源正在不断地发展与利用。
但是，在可以再生的能源中，输出的电压一般都会比较低，大约在20V-50V之间。
而我们用的电压则时在220V左右。
为了解决这一问题，就不得不用到升压变换器。
因此，对Boost 变换器的设计与分析是必不可少的。
本文主要是基于线性PID控制来进行对Boost DC-DC变换器的分析与设计。
通过设计Boost电路的参数，以及对PID的参数进行整定，并用MATLAB进行系统仿真。
从而验证PID控制对Boost变换器设计的可行性。
关键词： Boost变换器， PID控制， MATLAB仿真AbstractWith the continuous development of science and technology, people's living standards are also constantly improving, people's lives have been inseparable from electronic products. Therefore, the performance requirements of power supply are also getting higher and higher. But the energy crisis is getting worse. In order to solve this problem, renewable energy is constantly developing and utilizing. However, in renewable energy sources, the output voltage is generally low, about 20V-50V. The voltage we use is about 220V. In order to solve this problem, boost converter has to be used. Therefore, the design and analysis of Boost converter is indispensable.This paper mainly analyses and designs Boost DC-DC converter based on linear PID control. By designing the parameters of Boost circuit and setting the parameters of PID, the system simulation is carried out with MATLAB. The feasibility of the design of Boost converter based on PID control is verified.Key words: Boost converter, PID control, MATLAB simulation第一章绪论1. 1研究背景现如今，中国经济正在不断蓬勃发展，人们的生活质量与日俱增，在此背景下，多样化科学技术应运而生，使得各种不可再生资源的消耗急剧的增加，关于环境问题日益严重。
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Boost ZCT PWM 变换器的改进及仿真分析郑晓兰,伊林林,李瑞平(贵州大学电气工程学院 贵州贵阳 550003)摘 要:针对传统的Boo st ZCT PW M 变换器中存在的主开关管硬开通和辅助开关管硬关断的问题,提出一种改进型的Boo st ZCT PW M 变换器,使主开关管零电流开通,辅助开关管零电流通断,并且特别适用于IGBT 作为开关器件的高电压、大功率应用场合。
分析电路的工作原理并用P Spice 仿真软件进行仿真研究。
仿真结果表明所有开关器件实现了软开关,变换器的效率得到提高。
关键词:零电流转换;脉宽调制;软开关;Pspice中图分类号:T M 46,T P15 文献标识码:B 文章编号:1004 373X(2007)20 137 03Improvement and Simulation Analysis of the Boost ZCT PWM ConverterZH EN G Xiaolan,YI L inlin,L I Ruiping(Elect rical Engineering Inst i t ut e,Guizhou U niv ersity ,Gui y ang,550003,China)Abstract :A iming at t he pro blems of the main sw itch hard turning o n and the aux iliary switch w o rking under hard switc hing conditions in the tr aditional Boost ZCT PW M co nverter ,an improv ed Bo ost Z CT PWM conver ter is intro duced in this pa per ,the main sw itch is tur ned o n under zero cur rent ,and the aux iliary sw itch is t ur ned o n and o ff under zero cur rent.It is ver y attractive for hig h pow er application where IGBT is pr edom inantly used as the pow er sw itches.T he pr inciple of its o per atio n is analyzed and simulatio n analy sis is given by the famo us CA D simulation softw are P Spice.Its simulat ion r esults pr ov e that all the sw itches in so ft sw it ching stat e and the efficiency of the co nv erter is impro ved.Keywords :zer o curr ent tr ansition;PWM ;soft sw itching;PSpice收稿日期:2007 04 131 引 言电力电子设备的发展方向之一是小型化,降低其体积、重量、提高功率密度。
例如,电源的小型化、减轻重量对便携式电子设备(如移动电话、数字相机等)尤为重要。
而提高开关频率是解决电源装置往轻小化方向发展的可行方法。
但是PWM 开关变换器按硬开关模式下工作,开关频率越高,开关损耗越大,变换器的效率就降低。
为此人们研究了开关过程中开关器件的电压和电流波形不相交叠的技术,即所谓的软开关技术。
软开关技术的出现很好地解决了硬开关技术无法解决的问题。
Boost 电路作为一种基本的软开关功率变换器已广泛应用于各种电源设计。
而传统的Boost 型零电流转换PWM 电路(ZCT PWM )只实现了主开关管的零电流关断,辅助开关管仍在大电流下关断[1]。
为了克服这些缺点,本文对传统的Boost ZCT PWM 变换器的拓扑结构及控制方法加以改进,以期实现主开关管、辅助开关管及二极管的软开关。
本文详细分析了他的工作原理和仿真结果。
2改进型Boost ZCT PWM 变换器的稳态分析为了改善传统Boost ZCT PWM 变换器电路中开关管的工作环境,使主开关管、辅助开关管都能实现软开关工作方式,同时还能消除升压二极管的反向恢复问题,对原电路拓扑结构及控制方法做改进:(1)将辅助开关管VT 2与辅助二极管VD 2交换位置;(2)对辅助开关管的开关时序进行调整使辅助开关管VT 2在一个周期内开通2次。
图1给出了改进后Boost ZCT PWM 变换器的电路图[2]及主要工作波形。
2.1 工作原理在分析之前,首先做如下假设:所有元器件都是理想器件;在一个开关周期中,升压电感L f 足够大,其电流基本保持不变,为I i ;在一个开关周期中,滤波电容C f 足够大,其电压基本保持不变,为V 0。
设初始状态为:主开关管VT 1处于导通状态,升压二极管VD 1截止。
i T 1(t 0)=I i ;i L (t 0)=0;u C (t 0)=-U C 1变换器各主要变量的稳态波形如图1(b)所示,整个工作过程可以分为9个工作状态,各开关状态的工作情况137《现代电子技术》2007年第20期总第259期嵌入式与单片机描述如下:图1 改进型Bo ost ZCT P WM 变换器电路结构及主要波形(1)状态1状态1:[t 0,t 1]在t 0时刻,辅助开关管VT 2开通,由于L r 的作用,VT 2为零电流开通。
VT 1,VT 2均导通;L r ,C r 谐振工作。
辅助电感电流i L 流经C f 和R L 及VT 2,从零开始反向增加,C r 被反向充电。
对谐振回路进行分析计算后得:i T 1(t)=I i +V 0-U C 1Z r sin (t -t 0)i L (t)=-V 0-U C 1Z rsin (t -t 0)u C (t)=-V 0+(V 0-U C 1)cos (t -t 0)-U C max=-2U 0+U Cr(1)式(1)中, =1L r C r,Z r =L rC r。
当U C r从零反向达到负的最大值-U C max 时,状态1结束。
此时i L =0。
(2)状态2状态2:[t 1,t 3]t 1时刻开始,L r ,C r 继续谐振工作,C r 反向放电,i L 正向增加,i T 1开始减小。
此时辅助开关管VT 2可以零电压关断。
电路方程表达式与状态1时类似。
t 2时刻,i L 增加到I i ,VT 1的反并二极管VD T 1开始导通。
[t 2,t 3]时段i L >I i ,所以VD T 1导通,VT 1零电流关断。
在t 3时刻,i L 减小到I i ,VD T 1自然关断。
(3)状态3状态3:[t 3,t 4]升压二极管VD 1截止,i L 恒定为I i ,C r反向放电,C r 的电压反向线性减小。
t 4时刻u C (t 4)=0。
(4)状态4状态4:[t 4,t 5]t 4时刻u C 变为正电压,VD 1导通,谐振支路L r 和C r 通过VD T 2和VD 1谐振工作。
有:i L (t)=I i cos (t -t 4)u C (t)=I i Z r sin (t -t 4)(2)式(2)中Z r =L r /C r ; =1/L r C r 。
在t 5时刻i L 减小到零,u C 达到正的最大值U C 2=I i Z r 。
VD T 2自然关断。
(5)状态5状态5:[t 5,t 6]此时段辅助电路停止工作,输入电压与升压电感共同通过VD 1向负载提供能量。
(6)状态6状态6:[t 6,t 8]t 6时刻再次开通VT 2,以便实现VT 1的零电流开通。
由于i L (t 6)=0所以VT 2零电流开通。
L r ,C r 通过VD 1和VT 2谐振工作。
有:u C (t)=U C cos (t -t 6)i L (t)=-I i sin (t -t 6)(3)在t 7时刻,u C 从+U C 变成-U C ,i L (t 7)=0。
t 7~t 8时段内,L r ,C r 继续谐振工作,i L 和u C 的表达式与式(3)类似,只是i L 变成正方向,VT 2为零电流关断;随着i L 的增加,VD 1中的电流减小。
在t 8时刻,u C (t 8)=0;i L (t 8)=I i ;VD 1中电流减小到零,自然关断。
又由于L f 和L r 的电流不能突变,所以此时VT 1是零电流开通的。
(7)状态7状态7:[t 8,t 9]VT 1开通,i L 继续正向流动,流经VD T ,C f ,R L 和VT 1,i L 迅速下降,其能量大部分反馈到负载中去了,只有少部分能量储存在电容C r 中。
有:u C (t)=U 0[cos (t -t 8)-1]+I i Z r sin (t -t 8)i L (t)=-V 0Z rsin (t -t 8)+I i cos (t -t 8)(4)在t 9时刻,i L (t 9)=0。
u C (t 9)=U C 1=V 0[1+(I i Z r V 0)2-1](5)(8)状态8状态8:[t 9,t 10]从t 9开始,L r ,C r 通过VT 1和VD 2谐振工作,到t 10时刻,i L 减小到零;C r 上的电压从U C 1变为-U C 1,VD 2关断。
(9)状态9状态9:[t 10,t 11]辅助电路不工作,负载能量由输出电容C f 提供。
流经VT 1的电流为I i 。
2.2 软开关条件(1)谐振电感L r 和谐振电容C r 的计算为了保证在任意负载和规定的输入电压范围内实现主开关管的零电流关断,需满足下式:I L max >I i m ax(6)138计算机应用郑晓兰等:Boost ZCT PWM 变换器的改进及仿真分析式(6)中IL max是L r的最大电流值;I i max是最大输入电流。
同时为不影响变换器工作,辅助电路的工作时间应尽量短,一般要求T r=T S10(7)式(7)中Tr是L r和C r的谐振周期,T s是开关周期。
由式(5)得:V0-U C1Z r=K I i max(8) 式(7)中一般取K=1.5~2。
将式(7)和式(5)代入上式得:L r=(2K-K2+3) V0 T S (K2-1)20 I i maxC r=(K2-1)I i max T S(2K-K2+3)20 V0(9)(2)辅助开关管2次开通时间的选择。