全桥移相软开关matlab仿真研究

全桥移相软开关matlab仿真研究

姓名：王克峰

摘要

本文对PWM全桥ZVS软开关变换器进行了阐述和研究。并简要给明了其工作原理和软开关实现的条件。最后用matlab仿真进行了进一步的验证。

关键词：全桥移相软开关：零电压开关（ZVS）

Abstract

In this paper，a detail analysis of soft full-bridge PWM conventer is performed.The operation elements and the soft-switching condtions are simply examined.And based on the analysis ,We verified it by Matlab simulation.

Keywords:full bridge conventer;zero-voltage-switching(ZVS)

第一章

1.1 引言

随着电力电子技术的高频化，开关损耗越来越不容忽视。虽然提高开关器件的本身开关性能，能够减少开关损耗，但是如缓冲技术、无源无损技术、软开关技术等软开关技术在减少功率开关器件的开关损耗方面效果显著，理论上可以使开关损耗减少为零。

1.2 软开关技术的原理

功率变换器通常采用PWM技术来实现能量的转换。硬开关技术在每次开关通断期间功率器件突然通断全部的负载电流，或者功率器件两端电压在开通时通过开关释放能量，这种方式的工作状况下必将造成比较大的开关损耗和开关应力，使开关频率不能做得很高。

软开关技术是利用感性和容性元件的谐振原理，在导通前使功率开关器件两端的电压降为零，而关断时先使功率开关器件中电流下降到零，实现功率开关器件的零损耗开通和关断，并且减少开关应力。

1.3移相全桥PWM变换器

移相PWM控制方式是谐振变换技术与常规PWM变换技术的结合。其基本工作原理：每个桥臂的两个开关管180°互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓移相角。通过调节此移相角的大小，来调节输出电压脉冲宽度，在变压器副边得到占空比可调的正负半周对称的交流方波电压，从而达到调节相应的输出电压的目的。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压的漏电感作为谐振元件。利用高频变压器漏感储能对功率开关管两端

输出电容的充放电来使开光管两端电压下降为零，使全桥变换器的四个开关光一次在零电压下导通，在缓冲电容作用下零电压关断，从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中减少的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、提高噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变化器装置提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时，还保持常规的全桥PWM电路中拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力等一系列优点。

1.4 本文主要内容

本文对PWM全桥软开关直流变换器进行了研究。具体阐述了PWM全桥ZVS 软开关滞留变换器的工作原理和软开关的实现条件。并进行了matlab的相应仿真分析。

第二章软开关原理和条件以及matlab仿真

2.1全桥移相的基本原理阐述

移相全桥零电压开关PWM变换器电路原理图如图2.1所示。图中，V in为输入直流电压，Q1,、Q2、Q3、Q4为开光管，D1、D2、D3、D4、为其反并联二极管，C1、C2、C3、C4为开关管输出结电容，L lk为变压器的漏电感。

移相PWM控制技术利用开关管的漏电感L lk和输出结电容C i（i=1,2,3,4）作为谐振元件，在一个完整的开关周期中通过谐振使全桥变换器的四个开关管依次在零电压下导通，在电容

C i作用下零电压关断：通过移相控制实现占空调节，完成输出电压的控制。其工作波形如图

2.2所示。

R

L

图2.1移相全桥电路拓扑

1

Q 2

Q 3

Q 4

Q 00r

v

图2.2 工作波形

通过图2.2我们可以知道，全桥移相软开关在一个周期内有12个工作模态，正负两个半周期内各有6个，工作模态正好相反。现以上半周期为例进行介绍。

开关模态0（t 0之前） 在t 0时刻之前，Q 1和Q 4导通，原边电流流经Q 1，谐振电感L r ，变压器原边绕组以及Q 4，最后回到电源负极，在t 0时刻原边电流达到最大值。

开关模态1（t 0-t 1） t 0时刻关断Q 1，原边电流从Q 1中转移到C 1和C 3之路中。由于C 1和C 3，Q 1是零电压关断。这段时间里谐振电感和滤波电感是串联的，而且很大，因此可以认为原边电流近似不变，类似一个恒流源。

开关模态2（t 1-t 2） D 3导通后，开通Q 3，这使Q 3虽然被开通，但Q 3的电压被D 3钳位到零，所以Q 3是零电压开通。

开关模态3（t 2-t 3） 在t 2时刻，关断Q 4，原边电流由C 2和C 4两条途径提供，就是说，原边电流抽走了C 2上的电荷，同时又给C 4充电。由于C 2和C 4的存在，Q 4是零电压关断。此时V AB =-VC 4，V AB 的极性自零变负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管DR 1、DR 2同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，V AB 直接加在变压器漏感上，这段时间里实际上谐振电感和C 2、C 4在谐振工作。在t 3时刻，当C 4电压上升到V in ，D 2自然导通，这一模态结束。

开关模态4（t 3-t 4） 在t 3时刻，D 2自然导通，将Q 2钳位在零，此时开通Q 2，Q 2是零电压导通。Q2和Q4的驱动信号之间的死区时间t d >t 23

开关模态5（t 4-t 5） 在t 4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时Q 2和Q 3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，此时原边绕组电压仍为零，加在谐振电感两端电压是电源电压。

开关模态6（t5-t6）在这段时间里，电源给负载供电。在t6时刻，Q3关断，变换器开始另半个周期的工作。

Matlab仿真图见附录一。

2.2超前臂的软开关条件以及matlab仿真

移相全桥跟普通全桥的主要区别在于它的两个对角的开关不是分别同时导通，而是错开一定角度，通过移相来改变输出电压。这里显然，Q1和Q2是超前臂。且超前臂无论是开通还是关断时刻都是再变压器正常导通的情况下进行的。也就是说变压器的漏感和滤波电感是串联工作的。

2.2.1超前臂软开关原理和条件的详细分析。

（1）Q1的零电压关断：由于Q1导通一段时间后，并联电容电压会保持到零电压。所以Q1的零电压关断的条件就是：在Q1导通的时间内，电压放电完成。显然有放（充）电时间t c

。

（2）Q2的零电压关断：由于对称性，同上。

（3）Q2的零电压开通：显然若希望Q2实现零电压导通，那么在t1-t2的时间内，Q2并联电容的电压必须降低到零电压，并由反并联二极管钳位到零电压不变。而在t1-t2时间内，由于C1、C2和变压器漏感和滤波电感构成谐振电路，使Q2可以实现零电压并且钳位。

（4）Q2的零电压开通：由于对称性，同上。

2.2.2超前臂软开关的MATLAB仿真

利用上节讨论，我们可以由自己设定的周期、占空比、移相角、IGBT导通电阻Ron等得出C i（i=1,2,3,4）、L r，L等的参数范围。这里我们选用100k的开关频率、45%的占空比、移相角为35%、IGBT导通电阻Ron为0.08Ω。

其实IGBT是没有导通电阻R on的，只有饱和压降，但是Matlab仿真模型中要求填入Internal resistance Ron，所以这里我们选取了MOSFET IRF650A的导通压降作为参考，因为其BV dss=200V,I D=28A ，有一定的参考价值，其标注的导通电阻为0.08Ω。所以这里导通电阻Ron略作修改定为0.08欧姆。

由此得出C i（i=1,2,3,4）的范围是：。若考虑到IGBT实物的话，IGBT的结电容的范围大概是几十pF到几十nF之间，所以此处选着的是F。

由于在t1-t2时谐振方程过于复杂，而若考虑到电感和很大，则可以被近似认为一个恒流源，即电容电压线性下降。那么。经验算F符合此方程。

超前臂的零电压导通是与有关，但由于此处计算不以谐振为基础计算，所以无法以此处的条件算出。这里通过输出电流波动小于输出电流10%来计算。即下式来计算。

。经过试验定为L。

最后的输出电容由于是稳压作用，所以对于电路影响不大，不能太大，太大影响系统的响应速度，也不能太小，太小电压会出现波动。这里定为F。电阻定为1Ω。

超前臂的仿真波形如附录二所示。

2.3滞后臂的软开关条件以及matlab仿真

滞后臂的软开关条件比较复杂，因为在滞后臂要实现零电压开通时刻之前，变压器二次侧因为换流问题，而使变压器两端电压为零，换而言之，就是若要实现滞后臂零电压开通，要用变压器的漏感和C i（i=1,2,3,4）谐振。而最困难的是，现实中变压器漏感比较小而且难以确定，在matlab中到没有这样的问题，只要设置好变压器的漏感，就能实现软开关。另外当设置变压器时，我们会发现matlab中对变压器的设置中有一项励磁电阻和励磁电感的设置。而且还要加上现实中变压器的漏感，而其他的还要设置为理想变压器。

从能量转换的观点来看，为了确保谐振过程谐振电容充放电的完成，关断时刻谐振电感的储能应大于谐振的储能，即：

由此大概算出范围，并经过超前臂的电感范围确定，再通过matlab的几次检验最后，设定，漏感为L,而励磁电感L。仿真图形如附录三。