基于FPGA的多电平载波移相SPWM方法实现
基于载波实现的多电平SVPWM调制策略
基于载波实现的多电平SVPWM调制策略作者：肖牧轩欧阳红林朱颖达何志兴汪亮毛学魁来源：《湖南大学学报·自然科学版》2020年第08期摘要：為了降低多电平电压空间矢量调制（SVPWM）在实际应用中的复杂性，改善多电平变换系统的实时性. 通过结合载波移相和载波层叠两种调制策略的优点，提出一种基于载波实现多电平SVPWM调制策略，不仅能够提高直流利用率，减小输出电压谐波成分，而且能大幅改善算法的计算复杂度，并且计算量不会随着电平数的增多而增加，因此可以方便扩展至任意电平. 此外，新的调制策略可以保证单元箱之间的功率均衡，维持现有多电平结构中模块化的优点. 最后，通过仿真和实验，验证了本文提出调制策略的有效性.关键词：电力电子; PWM变换器;多电平载波调制;功率均衡中图分类号：TM464 文献标志码：A 文章编号：1674—2974（2020）08—0082—14Abstract：In order to reduce the complexity of multilevel voltage space vector modulation （SVPWM） in practical implementation，and improve the real-time performance of multilevel converter system，in this paper，by combining the advantages of phase shift pulse width modulation （PS-PWM） and carrier disposition PWM（PD-PWM），a novel multilevel SVPWM implementation based on carrier configuration is proposed，which can improve the utilization of the DC voltage，reduce the total harmonic distortion（THD） of the output and improve the time complexity of the algorithm，which means the novel algorithm can be easily applied to any level cascaded H bridge converters. In addition，the novel algorithm ensures the power balance between each unit，which keeps the advantage of the modular design. Finally，the effectiveness of the proposed modulation strategy is verified by simulation and experiment.Key words：power electronics;PWM converters;multilevel carrier modulation;power balance多电平变换器通过采用成熟的低压器件堆叠组合成为高压变换器，其输出接近正弦波，输出电压中谐波含量少，且由于其等效开关频率高，主要谐波分量频率远远高于基波，在很多场合不需要接入滤波器便可以直接使用. 由于这些特点，多电平变换器已经广泛应用于各个高压大功率场合[1-2]，如光伏发电、多端口高频逆变器[3]、静止同步补偿器（STATCOM）[4]、并联型有源电力滤波器（Shunt Active Power Filter，APF）[5-6]、高压直流输电（HVDC）[7]. 常用的多电平逆变器电路拓扑结构有二极管钳位型[8-9]、飞跨电容型[10]、H桥级联型[11-12]和模块化多电平型（MMC）[13-14].随着多电平变换器的发展，多电平调制策略受到了广泛关注. 常用调制方法有载波移相调制策略（PS-PWM）[15]、载波层叠调制策略（PD-PWM）[16]、电压空间矢量调制策略（SVPWM）. 载波移相调制策略由于参考电压和载波频率相同，所以各单元的输出能量、开关损耗分布较为平均，有利于器件选型和散热设计. 由于其实现简单、各单元之间功率均衡的优点，使其在工业界得到了广泛应用. 载波层叠调制策略相比载波移相调制具有更好的谐波输出效果，但其载波是在垂直方向上分布，导致各单元箱之间功率不均，使得其很少在实际中应用. 多电平SVPWM由于能够提供更高的直流电压利用率、更好的谐波效果，同时降低各单元功率器件的开关频率等特点受到了广泛关注，但由于其随着电平数的增多，该算法的实现时间急剧增加，限制了其在工业领域的广泛应用.文献[17]中提出的常规多电平SVPWM策略，需先定位到电压矢量空间中具体某一三角形内，再选择空间矢量合成. 然而，电压矢量空间中包含的三角形数目与输出电平数（N）呈级数关系（6（N-1）2），例如7电平时已有216个，并且其开关组合的方式以三次方的形式呈现急剧上升（N3），电压冗余矢量众多，计算与选择复杂. 因此，常规SVPWM策略在向电平数更多的场合扩展时有明显的局限性. 同时，该方法在选择空间矢量时并没有考虑各单元之间功率平衡分配.文献[18-20]论证了三相全桥逆变器、5电平NPC、五相VSI中三角波调制策略与SVPWM 策略的等效关系，指出在一定条件下，适当调整三角波调制策略可以使其等效于SVPWM，但是没有将该算法扩展到更高的电平.文献[21]提出一种基于PD-PWM的多电平SVPWM调制策略，但是由于PD-PWM算法不能实现各单元之间的功率平衡，导致各单元的散热设计、器件选型均有不同，破坏了多电平拓扑结构原有的模块化优点，所以对于将该算法直接应用于实际系统仍然存在问题.考虑到多电平SVPWM算法在向5电平及以上的拓扑中应用时，计算难度急剧增加，并且鲜有文献涉及多电平SVPWM各单元箱间功率均衡分配的问题，本文提出了一种基于载波实现的多电平SVPWM调制策略，通过引入等效载波的概念分析载波移相与载波层叠两种不同调制策略之间的异同，在此基础上，提出了结合载波移相（单元功率平衡）和载波层叠（输出电压谐波含量低）优势的调制策略. 新的调制策略既能保证每个单元模块间的功率平衡，又能实现与SVPWM同等的直流电压利用率以及输出谐波效果. 此外，相比常规SVPWM算法，本文提出的基于载波实现的SVPWM算法极大地减少了运算时间，且运算时间不随电平数的增多而增加，方便扩展至任意电平. 最后，通过MATLAB仿真和11电平级联H桥平台实验，对该调制策略进行了可行性验证.1 基于载波实现的多电平SVPWM本文以三相5电平级联逆变器为例，对所提出的基于载波实现的多电平SVPWM调制策略进行详细阐述. 图1为三相5电平级联逆变器拓扑结构图.1.1 单相调制策略图2（a）（b）展示了5电平全桥变换器在相同参考波下的PS-PWM和PD-PWM控制策略. 在两种策略中，均采用4个三角载波与一个参考波进行比较的模式，且两种策略的等效开关频率一致. 将这两组载波根据电压大小在垂直方向上等分为4个区间（以图2中细虚线为边界），当只关注参考信号所在的小区间时，输出电压变化只与区间内的三角波信号（图2（a）（b）（c）中粗线）相关. 当参考信号大于三角波信号时，输出电压抬升一个电平;当参考信号小于三角波信号时，输出电压降低一个电平. 而当关注整体输出与参考信号之间的关系时，只需关注参考信号所在区间的三角波信号即可. 基于此，将参考信号所在区间的三角波信号视为一个整体，并且可将其定义为等效载波.等效载波是每个模块原始载波的部分集合，是整体载波的简化，只关注整体输出与参考波之间的关系.当忽略输出电压与各功率单元之间的关系时，利用等效载波识别不同调制策略的总输出电压是一个很好的选择. 图2（a）（b）表明，两种调制策略的等效载波具有相同的频率和幅值，仅是t1到t2区间内的相位不同. 其中，t1、t2分别为参考波穿越到另一个载波区间的时间点. 从图2（d）（e）可知，两种策略的输出电压波形也仅在t1到t2区间内有区别.这两种调制策略的特点造成了两个等效载波之间的差异. 如图2（a）中虚线框区域1所示，当参考波跨越到另一个区间时，PS-PWM策略的等效载波的相位存在180°突变，如图2（b）中虚线框区域2所示. 由于PD-PWM载波在每个区间相位相同，当参考波跨越到另一个区间时，PD-PWM的等效载波保持了连续性，等效载波相位不存在突变.图2中只给出了参考波在等效载波谷值处穿越到另外一个区间的示意，事实上参考波在任意位置穿越到另外一个区间均有以下结论：1）PS-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波在穿越点发生固定角度的相位变化，因为相邻区间的PS-PWM等效载波总是反相的.2）PD-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波相位上是连续的，因为相邻区间的PD-PWM等效载波总是同相的.由于等效载波的周期性，在参考波跨越到另外一个区间时，对PS-PWM载波进行移相即可使得等效载波保持连续性达到与PD-PWM策略相同的效果，最终得到相同等效载波和总输出电压. 图2（c）给出了改进策略的工作原理. 改进策略载波在原有PS-PWM载波的基础上分别在t1和t2时间点产生正45°相移. 可知，在调整载波相位后，改进策略与PD-PWM策略得到的等效载波以及总输出电压相同.该策略可以推广到任意一个N电平级联逆变器. 下面给出了实现改进策略所需遵从的一般方法：1）在垂直方向上，将所有PS-PWM载波等分为（N-1）个区间，每个区间的宽度为2Vdc /（N-1）.2）每当参考波切换到下一个相邻区间时，对已产生的载波做正向相移. 相移角为：比例因子1/（N-1）的存在是因为等效载波的频率是真实载波的（N-1）倍.在多电平系统中通常采用数字芯片实现调制，故其相移产生时间点可由公式（2）决定.式中：Vref为参考波;tn为数字系统的第n个采样时刻;floor为向下取整运算.当式（2）成立时，参考波形從一个区域切换到了另外一个区域，tn+1为区域切换时对应的相移时刻.根据不同的采样频率或者采样点位置的设置，参考波可以从不同的位置，如等效载波的谷值、峰值甚至任意位置，穿越到另外一个区间，不同的穿越时间点将带来输出波形上的差异. 由于不同位置参考波转换点带来的波形差异主要体现在参考波转换点处，对整体输出电压波形和输出电压谐波方面的影响较小，可忽略不计. 所以在实际系统中，为了降低运算量，系统采样频率通常与等效载波频率相等，且采样点设置在等效载波的峰值或者谷值处.此外，在实际中应避免输出产生较大的电压突变dV/dt，所以不考虑参考波直接跨越多个区间的情况，即在一个等效载波周期内，限定参考波只转移到相邻区间内.虽然在理论上，负的载波相移也能达到预期的结果，但它会增加一个周期内功率器件的开关次数. 图3展示了在参考波上升沿和下降沿加入负的相移时，参考波与载波的相交情况. 如图3所示，载波与三角参考波在一个周期4次交叉，将额外引入两次开关动作，因此不适合实际使用.文献[21]提出一种基于PD-PWM的多电平SVPWM调制策略，但是由于PD-PWM算法不能实现各单元之间的功率平衡，导致各单元的散热设计、器件选型均有不同，破坏了多电平拓扑结构原有的模块化优点，所以对于将该算法直接应用于实际系统仍然存在问题.考虑到多电平SVPWM算法在向5电平及以上的拓扑中应用时，计算难度急剧增加，并且鲜有文献涉及多电平SVPWM各单元箱间功率均衡分配的问题，本文提出了一种基于载波实现的多电平SVPWM调制策略，通过引入等效载波的概念分析载波移相与载波层叠两种不同调制策略之间的异同，在此基础上，提出了结合载波移相（单元功率平衡）和载波层叠（输出电压谐波含量低）优势的调制策略. 新的调制策略既能保证每个单元模块间的功率平衡，又能实现与SVPWM同等的直流电压利用率以及输出谐波效果. 此外，相比常规SVPWM算法，本文提出的基于载波实现的SVPWM算法极大地减少了运算时间，且运算时间不随电平数的增多而增加，方便扩展至任意电平. 最后，通过MATLAB仿真和11电平级联H桥平台实验，对该调制策略进行了可行性验证.1 基于载波实现的多电平SVPWM本文以三相5电平级联逆變器为例，对所提出的基于载波实现的多电平SVPWM调制策略进行详细阐述. 图1为三相5电平级联逆变器拓扑结构图.1.1 单相调制策略图2（a）（b）展示了5电平全桥变换器在相同参考波下的PS-PWM和PD-PWM控制策略. 在两种策略中，均采用4个三角载波与一个参考波进行比较的模式，且两种策略的等效开关频率一致. 将这两组载波根据电压大小在垂直方向上等分为4个区间（以图2中细虚线为边界），当只关注参考信号所在的小区间时，输出电压变化只与区间内的三角波信号（图2（a）（b）（c）中粗线）相关. 当参考信号大于三角波信号时，输出电压抬升一个电平;当参考信号小于三角波信号时，输出电压降低一个电平. 而当关注整体输出与参考信号之间的关系时，只需关注参考信号所在区间的三角波信号即可. 基于此，将参考信号所在区间的三角波信号视为一个整体，并且可将其定义为等效载波.等效载波是每个模块原始载波的部分集合，是整体载波的简化，只关注整体输出与参考波之间的关系.当忽略输出电压与各功率单元之间的关系时，利用等效载波识别不同调制策略的总输出电压是一个很好的选择. 图2（a）（b）表明，两种调制策略的等效载波具有相同的频率和幅值，仅是t1到t2区间内的相位不同. 其中，t1、t2分别为参考波穿越到另一个载波区间的时间点. 从图2（d）（e）可知，两种策略的输出电压波形也仅在t1到t2区间内有区别.这两种调制策略的特点造成了两个等效载波之间的差异. 如图2（a）中虚线框区域1所示，当参考波跨越到另一个区间时，PS-PWM策略的等效载波的相位存在180°突变，如图2（b）中虚线框区域2所示. 由于PD-PWM载波在每个区间相位相同，当参考波跨越到另一个区间时，PD-PWM的等效载波保持了连续性，等效载波相位不存在突变.图2中只给出了参考波在等效载波谷值处穿越到另外一个区间的示意，事实上参考波在任意位置穿越到另外一个区间均有以下结论：1）PS-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波在穿越点发生固定角度的相位变化，因为相邻区间的PS-PWM等效载波总是反相的.2）PD-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波相位上是连续的，因为相邻区间的PD-PWM等效载波总是同相的.由于等效载波的周期性，在参考波跨越到另外一个区间时，对PS-PWM载波进行移相即可使得等效载波保持连续性达到与PD-PWM策略相同的效果，最终得到相同等效载波和总输出电压. 图2（c）给出了改进策略的工作原理. 改进策略载波在原有PS-PWM载波的基础上分别在t1和t2时间点产生正45°相移. 可知，在调整载波相位后，改进策略与PD-PWM策略得到的等效载波以及总输出电压相同.该策略可以推广到任意一个N电平级联逆变器. 下面给出了实现改进策略所需遵从的一般方法：1）在垂直方向上，将所有PS-PWM载波等分为（N-1）个区间，每个区间的宽度为2Vdc /（N-1）.2）每当参考波切换到下一个相邻区间时，对已产生的载波做正向相移. 相移角为：比例因子1/（N-1）的存在是因为等效载波的频率是真实载波的（N-1）倍.在多电平系统中通常采用数字芯片实现调制，故其相移产生时间点可由公式（2）决定.式中：Vref为参考波;tn为数字系统的第n个采样时刻;floor为向下取整运算.当式（2）成立时，参考波形从一个区域切换到了另外一个区域，tn+1为区域切换时对应的相移时刻.根据不同的采样频率或者采样点位置的设置，参考波可以从不同的位置，如等效载波的谷值、峰值甚至任意位置，穿越到另外一个区间，不同的穿越时间点将带来输出波形上的差异. 由于不同位置参考波转换点带来的波形差异主要体现在参考波转换点处，对整体输出电压波形和输出电压谐波方面的影响较小，可忽略不计. 所以在实际系统中，为了降低运算量，系统采样频率通常与等效载波频率相等，且采样点设置在等效载波的峰值或者谷值处.此外，在实际中应避免输出产生较大的电压突变dV/dt，所以不考虑参考波直接跨越多个区间的情况，即在一个等效载波周期内，限定参考波只转移到相邻区间内.虽然在理论上，负的载波相移也能达到预期的结果，但它会增加一个周期内功率器件的开关次数. 图3展示了在参考波上升沿和下降沿加入负的相移时，参考波与载波的相交情况. 如图3所示，载波与三角参考波在一个周期4次交叉，将额外引入两次开关动作，因此不适合实际使用.文献[21]提出一种基于PD-PWM的多电平SVPWM调制策略，但是由于PD-PWM算法不能实现各单元之间的功率平衡，导致各单元的散热设计、器件选型均有不同，破坏了多电平拓扑结构原有的模块化优点，所以对于将该算法直接应用于实际系统仍然存在问题.考虑到多电平SVPWM算法在向5电平及以上的拓扑中应用时，计算难度急剧增加，并且鲜有文献涉及多电平SVPWM各单元箱间功率均衡分配的问题，本文提出了一种基于载波实现的多电平SVPWM调制策略，通过引入等效载波的概念分析载波移相与载波层叠两种不同调制策略之间的异同，在此基础上，提出了结合载波移相（单元功率平衡）和载波层叠（输出电压谐波含量低）优势的调制策略. 新的調制策略既能保证每个单元模块间的功率平衡，又能实现与SVPWM同等的直流电压利用率以及输出谐波效果. 此外，相比常规SVPWM算法，本文提出的基于载波实现的SVPWM算法极大地减少了运算时间，且运算时间不随电平数的增多而增加，方便扩展至任意电平. 最后，通过MATLAB仿真和11电平级联H桥平台实验，对该调制策略进行了可行性验证.1 基于载波实现的多电平SVPWM本文以三相5电平级联逆变器为例，对所提出的基于载波实现的多电平SVPWM调制策略进行详细阐述. 图1为三相5电平级联逆变器拓扑结构图.1.1 单相调制策略图2（a）（b）展示了5电平全桥变换器在相同参考波下的PS-PWM和PD-PWM控制策略. 在两种策略中，均采用4个三角载波与一个参考波进行比较的模式，且两种策略的等效开关频率一致. 将这两组载波根据电压大小在垂直方向上等分为4个区间（以图2中细虚线为边界），当只关注参考信号所在的小区间时，输出电压变化只与区间内的三角波信号（图2（a）（b）（c）中粗线）相关. 当参考信号大于三角波信号时，输出电压抬升一个电平;当参考信号小于三角波信号时，输出电压降低一个电平. 而当关注整体输出与参考信号之间的关系时，只需关注参考信号所在区间的三角波信号即可. 基于此，将参考信号所在区间的三角波信号视为一个整体，并且可将其定义为等效载波.等效载波是每个模块原始载波的部分集合，是整体载波的简化，只关注整体输出与参考波之间的关系.当忽略输出电压与各功率单元之间的关系时，利用等效载波识别不同调制策略的总输出电压是一个很好的选择. 图2（a）（b）表明，两种调制策略的等效载波具有相同的频率和幅值，仅是t1到t2区间内的相位不同. 其中，t1、t2分别为参考波穿越到另一个载波区间的时间点. 从图2（d）（e）可知，两种策略的输出电压波形也仅在t1到t2区间内有区别.这两种调制策略的特点造成了两个等效载波之间的差异. 如图2（a）中虚线框区域1所示，当参考波跨越到另一个区间时，PS-PWM策略的等效载波的相位存在180°突变，如图2（b）中虚线框区域2所示. 由于PD-PWM载波在每个区间相位相同，当参考波跨越到另一个区间时，PD-PWM的等效载波保持了连续性，等效载波相位不存在突变.图2中只给出了参考波在等效载波谷值处穿越到另外一个区间的示意，事实上参考波在任意位置穿越到另外一个区间均有以下结论：1）PS-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波在穿越点发生固定角度的相位变化，因为相邻区间的PS-PWM等效载波总是反相的.2）PD-PWM策略. 参考波在任意位置从一个区间穿越到另外一个区间时，等效载波相位上是连续的，因为相邻区间的PD-PWM等效载波总是同相的.由于等效载波的周期性，在参考波跨越到另外一个区间时，对PS-PWM载波进行移相即可使得等效载波保持连续性达到与PD-PWM策略相同的效果，最终得到相同等效载波和总输出电压. 图2（c）给出了改进策略的工作原理. 改进策略载波在原有PS-PWM载波的基础上分别在t1和t2时间点产生正45°相移. 可知，在调整载波相位后，改进策略与PD-PWM策略得到的等效载波以及总输出电压相同.该策略可以推广到任意一个N电平级联逆变器. 下面给出了实现改进策略所需遵从的一般方法：1）在垂直方向上，将所有PS-PWM载波等分为（N-1）个区间，每个区间的宽度为2Vdc /（N-1）.2）每当参考波切换到下一个相邻区间时，对已产生的载波做正向相移. 相移角为：比例因子1/（N-1）的存在是因为等效载波的频率是真实载波的（N-1）倍.在多电平系统中通常采用数字芯片实现调制，故其相移产生时间点可由公式（2）决定.式中：Vref为参考波;tn为数字系统的第n个采样时刻;floor为向下取整运算.当式（2）成立时，参考波形从一个区域切换到了另外一个区域，tn+1为区域切换时对应的相移时刻.根据不同的采样频率或者采样点位置的设置，参考波可以从不同的位置，如等效载波的谷值、峰值甚至任意位置，穿越到另外一个区间，不同的穿越时间点将带来输出波形上的差异. 由于不同位置参考波转换点带来的波形差异主要体现在参考波转换点处，对整体输出电压波形和输出电压谐波方面的影响较小，可忽略不计. 所以在实际系统中，为了降低运算量，系统采样频率通常与等效载波频率相等，且采样点设置在等效载波的峰值或者谷值处.此外，在实际中应避免输出产生较大的电压突变dV/dt，所以不考虑参考波直接跨越多个区间的情况，即在一个等效载波周期内，限定参考波只转移到相邻区间内.虽然在理论上，负的载波相移也能达到预期的结果，但它会增加一个周期内功率器件的开关次数. 图3展示了在参考波上升沿和下降沿加入负的相移时，参考波与载波的相交情况. 如图3所示，载波与三角参考波在一个周期4次交叉，将额外引入两次开关动作，因此不适合实际使用.文献[21]提出一种基于PD-PWM的多电平SVPWM调制策略，但是由于PD-PWM算法不能实现各单元之间的功率平衡，导致各单元的散热设计、器件选型均有不同，破坏了多电平拓扑结构原有的模块化优点，所以对于将该算法直接应用于实际系统仍然存在问题.考虑到多电平SVPWM算法在向5电平及以上的拓扑中应用时，计算难度急剧增加，并且鲜有文献涉及多电平SVPWM各单元箱间功率均衡分配的问题，本文提出了一种基于载波实现的多电平SVPWM调制策略，通过引入等效载波的概念分析载波移相与载波层叠两种不同调制策略之间的异同，在此基础上，提出了结合载波移相（单元功率平衡）和载波层叠（输出电压谐波含量低）优势的调制策略. 新的调制策略既能保证每个单元模块间的功率平衡，又能实现与SVPWM同等的直流电压利用率以及输出谐波效果. 此外，相比常规SVPWM算法，本文提出的基于载波实现的SVPWM算法极大地减少了运算时间，且运算时间不随电平数的增多而增加，方便扩展至任意电平. 最后，通过MATLAB仿真和11电平级联H桥平台实验，对该调制策略进行了可行性验证.1 基于载波实现的多电平SVPWM本文以三相5电平级联逆变器为例，对所提出的基于载波实现的多电平SVPWM调制策略进行详细阐述. 图1为三相5电平级联逆变器拓扑结构图.1.1 单相调制策略图2（a）（b）展示了5电平全桥变换器在相同参考波下的PS-PWM和PD-PWM控制策略. 在两种策略中，均采用4个三角载波与一个参考波进行比较的模式，且两种策略的等效开关频率一致. 将这两组载波根据电压大小在垂直方向上等分为4个区间（以图2中细虚线为边界），当只关注参考信号所在的小区间时，输出电压变化只与区间内的三角波信号（图2（a）（b）（c）中粗线）相关. 当参考信号大于三角波信号时，输出电压抬升一个电平;当参考信号小于三角波信号时，输出电压降低一个电平. 而当关注整体输出与参考信号之间的关系时，只需关注参考信号所在区间的三角波信号即可. 基于此，将参考信号所在区间的三角波信号视为一个整体，并且可将其定义为等效载波.等效载波是每个模块原始载波的部分集合，是整体载波的简化，只关注整体输出与参考波之间的关系.。
基于等面积法的多电平逆变器SPWM方法
基于等面积法的多电平逆变器SPWM方法
费万民;都小利;居荣;吴勤
【期刊名称】《电工技术学报》
【年(卷),期】2010(000)003
【摘要】从脉宽调制的基本原理——冲量定理出发,针对1/4周期对称波形,根据分区内PWM波形与参考信号波形的重心相对位置,选三种典型多电平PWM方案,以五电平逆变器为例,研究并发现了在较低开关频率下输出电压谐波含量与基波控制精度随1/4周期内每个分区中PWM波重心位置的变化规律,以此为依据,提出了基于等面积法的数字化PWM控制的最优算法,可以同时实现高基波控制精度和低波形畸变系数。
该PWM方法不受拓扑结构和电平数的约束,适用于所有的多电平逆变器,并且具有计算简单、易于编程和实现等优点,特别适用于对快速性、灵活性和输出波形质量有较高要求的应用场合。
以五电平逆变器为例,对多电平逆变器的新型PWM方法进行了仿真和实验研究,结果证明了该PWM方法的有效性和实用性。
【总页数】8页(P89-96)
【作者】费万民;都小利;居荣;吴勤
【作者单位】南京师范大学电气与自动化工程学院,南京210042
【正文语种】中文
【中图分类】TM464
【相关文献】
1.基于载波移相SPWM的级联多电平逆变器输出特性研究 [J], 陶文俊
2.基于TMS320LF2407A的等面积法SPWM的实现 [J], 王瑞;陈潇煜;顾伟
3.一种等面积法生成SPWM波形的算法 [J], 万秋一;李士林;闫鑫;李高亮;赵奇
4.基于CPS-SPWM的级联H桥多电平逆变器控制方法 [J], 游林旭;王锐凤;郭谋发
5.级联多电平逆变器最优SPWM控制策略及其功率均衡方法 [J], 王学华;张欣;阮新波
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采用Verilog HDL语言与DDS技术实现SPWM控制算法的FPGA设计
采用Verilog HDL语言与DDS技术实现SPWM控制算法的FPGA设计随着信号处理技术及集成电路制造工艺的不断发展，全数字化SPWM（正弦脉宽调制）算法在调速领域越来越受到青睐。
实现SPWM控制算法的方法很多，其中模拟比较法因电路复杂、且不易与数字系统连接而很少采用;传统的微处理器因不能满足电机控制所要求的较高采样频率（≥1 kHz）而逐渐被高性能的DSP硬件系统所取代，但该系统成本高、设计复杂。
与传统方法相比，在现场可编程逻辑器件FPGA上产生一种新的SPWM控制算法，具有成本低、研发周期短、执行速度高、可扩展能力强等优点。
该技术进一步推动了变频调速技术的发展。
本文结合SPWM算法及FPGA的特点，以Actel FPGA作为控制核心，用Verilog HDL语言实现了可编程死区延时的三相六路SPWM全数字波形，并在Fushion StartKit开发板上实现了各功能模块，通过逻辑分析仪和数字存储示波器上验证了SPWM波形及死区时间，为该技术进一步应用和推广提供了一个平台。
1 Actel Fushion器件介绍Actel Fushion系列器件是一款具有模拟功能的Flash架构FPGA，结合先进的Flash FPGA 数字技术和模拟技术，融合了FPGA数字内核、ADC、Flash存储器、模拟的I/O、RTC 等部分。
Fushion器件内部具有2 Mbit到8 Mbit不等的用户可用的Flash存储器;30个通道、最高12位精度、最高600 kS/s采样率的ADC;片内100 MHz的RC振荡器与PLL（锁相环）共同为FPGA提供时钟;Fushion内部40 bit的RTC除支持典型的RTC应用外，还可以控制片内1.5 V的电压调整器以实现低功耗的睡眠和唤醒模式。
这些特点极大地提高了单芯片的功能，简化了整个系统设计，大幅度减少了电路板面积和系统的总成本。
Fushion系列AFS600内部含有用户使用的容量为4 Mbit的Flash存储器，内部存储器模块以Flash memory Block（FB）形式划分，每个FB限制为2 Mbit的空间，用户可以单独使用每个FB块，也可以自行用逻辑来级联所有的FB块以构建大容量的Flash存储器。
基于H单元三电平SVPWM移相级联的矢量控制系统
基于H单元三电平SVPWM移相级联的矢量控制系统 赵克;王广林;孙力 【摘 要】多电平级联结构通常将移相载波技术和SPWM技术相结合,成为大容量逆变器的主要拓扑.针对磁链进行控制的SVPWM具有电压利用率高,响应速度快等优点.研究H单元结构的三电平SVPWM方法,并将SVPWM方法和移相技术结合起来分析,采用DSP和FPGA,实现了对级联H单元三电平SVPWM基于移相的矢量控制,仿真和试验证明了该方法的正确性和可行性.%Generally, a cascaded multilevel structure is the main topology large-scale inverter applying the phase-shifted carrier and SPWM technology. At the same time, inverter with SVPWM method possesses a lot of advantages such as high voltage utilization ratio and fast response facing to the flux. The structure of H-unit three-level with SVPWM modulation method was studied, a method combining SVPWM modulation and phase shifted method was presented, and the system based on DSP and FPGA was performed. Simulations and experimental results indicate the control is effective and is easy to achieve.
【期刊名称】《电机与控制应用》 【年(卷),期】2012(039)004 【总页数】5页(P32-36) 【关键词】级联;H单元;三电平;矢量控制 【作 者】赵克;王广林;孙力 【作者单位】哈尔滨工业大学 机电工程学院,黑龙江哈尔滨150001;哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院,黑龙江哈尔滨150001;哈尔滨工业大学 机电工程学院,黑龙江哈尔滨150001;哈尔滨工业大学 电气工程及自动化学院,黑龙江哈尔滨150001
载波移相SPWM开关频率的选取
变器中。
2 低开关频率时的特殊现象
载 波 移 相 SPWM 应 用 于 链 式 逆 变 器 时 ，第 j 个
单相桥的输出电压如式（1）所示，其基波分量由 2 种
成分组成：其一是正比于调制波的成分，即 uo（b）（t） = EM sin（ωs t + θs），它 是 基 波 的 主 要 成 分 ；其 二 是 由 载 波的 m 次谐波的上下边带谐波提供的成分，记载波
将载波频率提高到 250 Hz 后，情况就大为改观。 图 4（a）为各桥输出电压和调制波的波形，各电压的 过零点基本在同一时刻，幅值差异也有所减小。 图 4 （b）为各电压的初相位，它们分布在 29° ~ 31°，与调制 波初相位 30° 相差不超过 1°。 从图 4（c）可以看出，此 时直流电压的不平衡程度也大为降低，若再施加脉冲 循环换位控制，则直流电压的平衡可进一步改善。
假设有 K 个二电平单相桥串联，则调制波与 K
个载波比较得到各单相桥的脉冲，总电压为各单相桥
输出电压之和。 各单相桥的载波相位角依次错开 δ＝
2π／ K，记第 1 个 载 波 的 初 相 位 为 θc，第 j 个 单 相 桥 输 出 电 压 可 记 为 ［15］
uo（2）j（t） = E｛M sin（ωs t + θs） +
1
Wc，Wm ／ p.u.
0
-1
0
90
180
270
360
ωt ／ （°）
（a） 载波与调制波
4E
ps（2） u
0
-4E 0
90
180
270
360
ωt ／ （°）
（b） 输出电压波形
图 1 二电平载波移相 SPWM 方法原理示意图（K = 4） Fig.1 Principle of two - level PS - SPWM （K = 4）
fpga载波移相控制算法
fpga载波移相控制算法FPGA载波移相控制算法引言在现代通信系统中，尤其是在无线通信系统中，载波移相控制算法（Carrier Phase Shift Keying, CPSK）起着至关重要的作用。
它是一种基于相移键控调制技术的调制方式，通过改变载波相位来传输数字信息。
在FPGA（Field Programmable Gate Array）这样的可编程逻辑器件中，实现载波移相控制算法可以提供高性能和灵活性。
本文将详细介绍FPGA载波移相控制算法的原理与实现步骤。
一、FPGA载波移相控制算法原理1. DPSK原理在了解FPGA载波移相控制算法之前，首先需要理解DPSK （Differential Phase Shift Keying）原理。
DPSK是一种相位差调制技术，在这种技术中，用于表示数字信息的每个符号产生的相位差直接决定了最终的相位。
因此，每个符号的相位差是根据从前一个符号的相位差导出的。
这样，数字信息的传输可以通过改变相位差来实现，而不是直接改变载波相位。
这种技术还具有抗干扰性强、频谱利用率高等优点。
2. FPGA载波移相控制算法原理FPGA载波移相控制算法旨在实现DPSK调制中的载波移相控制。
在该算法中，首先通过接收器模块读取接收到的信号，并计算接收的两个相邻符号之间的相位差。
然后，通过比较当前符号的相位差与前一个符号的相位差来计算载波的相位差（也称为相移量）。
最后，通过相位差的改变来实现载波的移相控制，从而实现数字信息的传输。
二、FPGA载波移相控制算法步骤1. 接收器模块设计在FPGA载波移相控制算法的实现中，首先需要设计和实现一个接收器模块。
这个模块负责读取接收到的信号，并计算两个相邻符号之间的相位差。
为了实现接收器模块，你可以使用FPGA内置的数字信号处理器（DSP）功能单元。
DSP单元可以执行复杂的算术操作，例如乘法、加法和相位差计算。
利用DSP单元，你可以将接收到的信号转换为数字信号，并通过算法计算相位差。
基于FPGA的步进电机SPWM细分驱动系统的设计
１ Ｓ Ｐ Ｗ Ｍ细 分 驱 动 原 理
步 进 电机 细 分 驱动 通 常 分 为 等 电 流 细 分 驱 动 法 和 电流 矢 量 恒 幅 均 匀 旋 转 法 。对 于 等 电流 细 分
代 替 ，即 为 Ｓ Ｐ ＷＭ 脉 冲 。具 体 实现 方法 是 ：根 据
电 机 运 行 所 要 求 的 最 大 细 分 数 Ｎ，在 最 小 相 电流 到 最 大 相 电流 之 间 按 正 弦 方 式 插 入 Ｎ个 稳 定 的 中 间 电 流 状 态 ，将 对 应 每个 状 态 的二 进 制 量 化 值 存 入Ｒ ＯＭ 中 。理 论 上 来讲 ，细分数 越 多越好 ，兼顾 系 统 实现 的可 行 性 和 电机 定位 的精 确 性 ， 系统 最
第３ ６ 卷
第２ 期 ２ ０ １ ４ — ０ ２ （ 下） 【 １ １ ５ １
ｌ
流之 间 划分 为 ２ ５ ６ 个 正 弦 电流 值 ，一 个正 弦 周 期共
定 位 精 度 ，因 此 ，Ｓ Ｐ Ｗ Ｍ细 分 驱 动 技 术 在 步 进 电
机 的驱动 系统 中得到 了广 泛 应用 。 目前 ，步 进 电机 驱 动 制 系 统 普 遍 采 用 微 处
波 对 电 流 进 行 细 分 时 ，阶 梯 越 多 ， 波 形 就 越 理
想 ，越 接近 正 弦 波 ， 步距 角也 就 越 小 ，定 位 精 度
（ 江阴职 业技术学院 电子信 息工程系 ，江阴 ２ １ ４ ４ ０ ５ ） 摘 要 ：系统采用Ｆ Ｐ Ｇ Ａ设计 了步进 电机正弦脉宽调制细分驱 动电路 ，提高 了步进 电机 的步进分辨率 ，
并设计 了功率驱 动 电路 ，对细分 电路输 出信 号进行 了隔离和 功率放大 ，以确保 电机 能够 稳定 可靠地 运行。经过 对二 相混合式 步进 电机测 试表 明 ，步进 电机 运行平 稳 ，定位 精度较 高 ，改 善 了步进 电机的运行性 能，适 用于 要求较高的实时控制系统。 关键词 ：Ｓ Ｐ ＷＭ 细分驱 动 ； 双 口Ｒ Ｏ Ｍ；Ｓ Ｐ ＷＭ 调制 ；桥式驱动 中囝分类号 ：Ｔ Ｍ３ ９ １ ． ９ 文献标识码 ：Ｂ 文章编号 ：１ ０ ０ ９ —０ １ ３ ４ （ ２ ０ １ ４ ） ０ ２ （ 下） 一 ０ １ １ ５ —０ ５
多电平载波PWM控制原理
多电平载波PWM控制原理多电平载波PWM（Pulse Width Modulation）控制是一种常用的电力电子调制技术，用于将一个连续可变的模拟信号转换成一个离散可变的脉冲信号。
它在许多应用中被广泛使用，如变频器、逆变器和直流-直流转换器等。
多电平载波PWM控制的原理是通过调节载波周期内的脉冲宽度来实现对输出电压的调节。
传统的PWM控制使用矩形波载波信号，通过改变脉冲宽度的占空比来控制输出电压。
然而，多电平载波PWM控制使用多个电平的载波信号，可以更精确地控制输出电压。
1.载波信号生成：首先生成一个基础载波信号，通常是一个三角波，其频率由调制信号的频率决定。
然后，根据调制信号的幅值，将基本载波信号进行分段，生成多个电平的载波信号。
2.调制信号采样：将待控制的模拟信号进行采样，得到离散的调制信号。
通常采样频率高于调制信号频率的两倍，以满足奈奎斯特采样定理。
3.比较器输出：将采样的调制信号与多个电平的载波信号进行比较。
当采样信号大于或等于一些电平的载波信号时，比较器输出高电平；否则输出低电平。
4.脉冲宽度调节：根据比较器的输出，确定每个电平上的脉冲宽度。
比如，如果比较器输出为高电平，表示采样信号大于一些电平的载波信号，则该电平上的脉冲宽度增加；如果比较器输出为低电平，则脉冲宽度减小。
通过这种方式，可以精确地调节输出电压。
5.输出滤波：最后，通过一个滤波器将脉冲信号进行平滑处理，以获得连续可变的模拟输出信号。
多电平载波PWM控制相比传统的PWM控制具有更高的精度和更低的谐波失真。
它可以根据需要选择合适的电平数量，以平衡控制精度和实现复杂度。
当需要更高的精度时，可以增加电平数量；当复杂度成本较高时，可以减少电平数量。
总之，多电平载波PWM控制通过调节载波周期内的脉冲宽度，根据模拟信号精确地控制输出电压。
它是一种常用的电力电子调制技术，在许多应用中发挥着重要的作用。
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http://www.paper.edu.cn 孙奎，吴凤江，孙力 哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院，哈尔滨（150001） E-mail: sunkui1040610411@126.com摘要：在研究了基于载波移相的SPWM(CPS-SPWM)原理的基础上，设计了一种基于现场可编程门阵列(FPGA)的CPS-SPWM波形发生器。介绍了基于FPGA的波形发生器的基本原理、系统构成及实现方法。该波形发生器接收由DSP写入的频率及幅值给定，从而产生频率、幅值可调的三相多电平SPWM波形，以满足交流电机变频调速的需要。通过优化设计，节省了芯片资源，同时具有扩展性好，可靠性高等优点。实验结果验证了所设计波形发生器及其设计思想的正确性与可行性。 关键词：现场可编程门阵列；载波移相；多电平逆变；SPWM发生器 中图分类号：TM464
1. 引言 作为提高电压等级、减少谐波、改善电源质量的有效方法，基于载波移相的多电平SPWM技术在高压大功率场合的应用受到了广泛的关注[1]。随着SPWM技术的发展、改进，其实现
途径也在不断的发展、演化。从专用集成芯片、单片机、数字信号处理器（DSP）到DSP和FPGA的联合使用等。各种正弦脉宽调制技术的实现方法及途径相继提出。同时也对其控制芯片提出了更高的要求。传统的控制芯片已经不能满足发展的需要，特别是对于基于载波移相的多路SPWM技术，由单片机或DSP来产生多路SPWM信号最多只能输出12路，不能满足要求。 FPGA的集成度很高，其器件密度从数万门到数千万门不等，可以完成及其复杂的时序与组合逻辑电路功能，同时具有现场可编程、开发周期短、可移植、通用性强、易扩展等特点[2]。在级联型多电平SPWM的实现方面具有其他器件所无法比拟的独特的优势。本文阐述
了基于FPGA的多路SPWM发生器设计方法。同时设计了一个基于FPGA的适用于三相五电平逆变器的SPWM发生器，开关调制策略采用载波相移SPWM技术(CPS-SPWM)[3]，并通过实
验验证了上面设计的可行性与正确性。
2. 载波移相SPWM原理 载波相移SPWM技术是一种优秀的开关调制策略，适用于大功率组合逆变器和级联型多电平逆变器。载波相移SPWM技术的基本原理(如图1所示)是用同一调制波与N个相位均匀移动的三角载波分别进行二逻辑SPWM，得到N个二逻辑SPWM波形，这些波形叠加起来构成一个2N+1逻辑的CPS-SPWM波形。这个2N+1逻辑的CPS-SPWM波形的等效采样频率是
任意一个二逻辑SPWM的采样频率Cω的N倍，即NCω。因而CPS-SPWM能够在较低的开关
频率下实现较高等效开关频率的效果[4,5]。同时阶梯式多电平输出电压波形更接近正弦，在
不提高各功率开关器件开关频率的情况下大大减小了输出谐波,显著改善了输出波形质量。
- 1 -00.0020.0040.0060.0080.010.0120.0140.0160.0180.02-1-0.500.5100.0020.0040.0060.0080.010.0120.0140.0160.0180.02-30-20-100102030 图1载波移相原理 3. 基于的FPGA的CPS-SPWM波形发生器 3.1总体结构 图2是FPGA内部的系统结构图。由三相正弦波产生模块（由频率接收译码模块、幅值接收模块、三相地址发生器及数据分离变换模块组成），三角载波产生模块，比较模块，死区模块等组成。频率和幅值由外部DSP给定，FPGA完成三相正弦波发生器、三角载波移相、比较和死区形成等功能。对于三相五电平情况，共有6个单元，需24路PWM波形。对于更多电平情况，只需相应增加三角载波数量即可。
11C12C
21C
22C
图2 FPGA内系统结构图 - 2 -
http://www.paper.edu.cn 三相正弦调制波以查表的方式实现，通过分时复用使得产生三相的正弦波只需一个正弦表，同时利用正弦波的1/4对称性进一步优化，实现一个完整周期的正弦波只需1/4周期的正弦表。两者结合，从而完成三相正弦波只需一个1/4周期的正弦表，最大程度的减少了正弦表所占的逻辑门，极大的提高FPGA的利用率。将正弦波的一个周期分成360份。因此地址发生器为三个9位的计数器。1/4正弦表对应于0/2π∼的91个正弦值，因此对0/2π∼寻址只需7位地址线，即只需利用地址计数器的低7位进行寻址。
3.2.1 三相地址合成与变换 三相地址计数器在相位上互差2/3π，地址数据并行输入，由一个三选一数据选择器来
进行选择得图3所示的合成地址address。其中sel是一个三进制计数器。 当sel=0时，输出a相地址address_a； 当sel=1时，输出b相地址address_b； 当sel=2时，输出c相地址address_c。
图3 三相地址合成的仿真结果 同时，FPGA接收DSP的频率给定控制三进制计数器与三相地址计数器的时钟频率，进而控制正弦波的频率。 由正弦波的1/4对称性知，/2ππ∼的幅值大小与0/2π∼的幅值大小相同，只是在时
间的上出现顺序相反。3/2ππ∼的幅值与0/2π∼的幅值的绝对值相同，极性相反。
3/22ππ∼部分的幅值与3/2ππ∼的大小相等，只是时间上的出现顺序相反。因此只在
正弦表中存放相位为0/2π∼的正弦值。根据上述特性，由一个地址译码模块，将合成的
02π∼的地址转化为0/2π∼的地址，再对1/4正弦表查询即可。
当地址在0/2π∼时，只需将合成地址的低7位作为查表地址即可；
当地址在/2ππ∼时，需对合成地址的低7位求反后加上"0110101"作为查表地址；
当地址在3/2ππ∼时，需将合成地址的低7位地址减去"0110100"后作为查表地址；
当地址在3/22ππ∼时，需用"1101000"减去合成地址的低7位地址后作为查表地址。
3.2.2 幅值调节 FPGA接收DSP的给定数据，分离后得到幅值给定数据并锁存于幅值接收模块。将1/4正弦查表输出的数字量乘以DSP提供的正弦波幅值给定量，（幅度给定量采用16位的数据宽度0~FFFF），然后将所得乘积的低16位舍去，以其高位作为调制后瞬时值。因此可以方便的调节输出电压幅值。
- 3 -
http://www.paper.edu.cn 正弦波正负半周的形成。当输入地址数据address小于等于180时，将上述所得正弦值最高位置‘1’；当输入地址address在180到360之间时，将上述正弦值取反后最高位清零。相当于把正弦波向Y轴正方向平移了幅值，避免了幅值出现负值。从而由得到02π∼的完
整正弦波。 由上可知，从1/4正弦波周期的ROM表可得到三相相位互差2/3π的正弦波幅值。虽然得到了三相正弦波的幅值，可是他们是按照一定的相位关系混在一起的。因此要对数据进行分离。由地址发生器三相地址之间的关系知，数据分离过程与地址合成过程相反。进而得到三相相位互差2/3π的正弦波输出。
3.3移相三角载波组的生成 在FPGA中，N路三角载波采用N路计数初值不同的可逆计数器实现。根据相位的不同，各计数器采用不同的初值和初始计数方向。从而等效为相位依次相差180o/N。对于三相五电
平级联型逆变器而言。需要4路相位相互错开/2π的三角载波。载波频率由DSP给定。
如图4所示，三角载波、、、依次相差11C21C12C22C/2π(两个H桥级联N=2)，其中、与正弦波比较产生第一个H桥的PWM控制信号；而、与正弦波比较产生第二个H桥的 PWM控制信号。 11C12C21C22
C
假设三角波的最大值用D表示，最小值为0。则可以看出的初值为D；和的初值为 D/2；的初值为0 。其计数方向如图中箭头所示。同时可以看出与反相，与反相，即同一桥臂左右三角载波反相，因此可以取反得到。
11C21C12C
22C11C12C
21C22C
11C
π2π
21C12C
22C
/2π3/2π
图4 三角载波原理 3.4比较模块 当正弦波幅度大于载波时比较器输出1，否则输出0；当正弦波幅度小于时比较器输出1，否则输出0。同理当正弦波幅度大于时比较器输出1，否则输出0；当正弦波幅度小于时比较器输出1，否则输出0。
11C12C
21C
22C
3.5死区生成方法 为避免同一H桥上下桥臂直通，SPWM驱动信号必须加入死区模块，如图5所示。 死区发生器由死区计数器和一些组合逻辑组成，使同一桥臂上下驱动信号错开一个死区时间，防止功率器件短路。 死区计数器采用饱和计数器，其特性类似于电容的充放电过程，从而模拟RC延时电路
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