【转载】基于无线的高保真数字音频系统的设计_郭礼华

2008年第32卷第9期电声技术文章编号：1002-8684（2008）09-0061-04

基于无线的高保真数字音频系统的设计*

郭礼华（华南理工大学电子与信息学院，广东广州510640）

【摘要】给出了基于无线高保真数字音频系统的设计方法。在无线传输信道环境下，对A/D变换的音频数据作适当的压缩处理后，利用相应技术实现音频系统的高保真。

【关键词】数字音频系统；高保真系统；无线音频系统【中图分类号】TN911；TN912【文献标识码】ADesignonWirelessHi-FiDigitalAudioSystemGUOLi-hua（SchoolofElectronicandInformationEngineering，SouthChinaUniversityofTechnology，Guangzhou510641，China）【Abstract】AwirlessHi-Fidigitalaudiosystemisproposed.InordertoimplementtheHi-Fiaudiotransmitioninthewirlesschannel，thesystemcompressestheaudiodatausingADPCM（AdaptiveDifferentialPulseCodeModulation），andseveraltechnologiesareusedtomaintaintheaudiodatavalidity.【Keywords】digitalaudiosystem；Hi-Fisystem；wirelessaudiosystem

·实用设计·

1引言音频系统是多媒体应用系统的一个重要组成部分，无线环境下音频系统的设计已引起系统设计工程师们的重视。目前市面上的产品主要采用红外技术[1-2]，

其发送器和接收器的载波频率为0.4～11.0MHz，主要采用调频（FM）调制方式，应用于红外多媒体耳机、声控无线相机、FMIF发射/接收等系统中。但红外技术要求发射和接收器必须在无遮挡和可视距离内使用；

其传输数据速率偏低，无法满足高保真要求。为此基于无线射频的高保真数字音频系统是新产品的一个开发方向。Nordic公司推出了单片式CD音质的无线数字音频解决方案芯片；美国国家半导体公司结合蓝牙技术，推出了高性能音频芯片CP3SP33SMR，此芯片可在蓝牙免持听装备及远程信息通信平台和汽车多媒体系统中使用。由于这些无线数字音频芯片造价昂贵，在现有的无线音频系统中还未得到广泛应用。在蓝牙技术方面，目前的无线音频系统主要侧重接收端（耳机），而发射端的音频处理系统报道相应较少[3-4]。

在无线音频系统中，无线音响和无线耳机系统是当今时尚类视听消费类产品。在现有的无线音频系统设计过程中，如何将一套音频系统成功融入到无线系

统环境，是大部分工程师研发新产品时需要解决的一个重要问题。他们面对的挑战主要是如何确保音频产品表现最佳的音响效果，以及如何令产品功能更齐备、更容易使用。总之，所设计的音频系统一定要确保能够在无线衰落信道条件限制下，充分保证音频效果的高保真。

2系统总体结构

基于无线的高保真数字音频系统主要由2个部分组成：数字音频发射机部分和数字音频接收机部分。系统框图如图1所示。

*[基金项目]广东省自然科学博士启动基金（07300582）；

华南理工大学新青年教师基金

图1基于无线的高保真数字音频系统的总体框图

（a）发射机天线开关右声道音频输入

左声道

A/D（16bit）

基带处理

调制器

RF发射机

RF接收机和解调器控制

（b）接收机LNA滤波RF接收机和解调器数据

恢复D/A

（16bit）

控制

digitalsiｇnalprocessinG数字信号处理輪輯讂2008年第32卷第9期电声技术发射机系统首先将音响送来的20Hz~20kHz的音频信号经过简单滤波送入16bitA/D。根据奈奎斯特定理，A/D采样率必须大于等于音频信号带宽的2倍。为此，系统的A/D的取样率选取48kHz。利用48kHz采样频率分别对左、右声道进行采样，为方便基带处理，把采样后的左、右声道数据进行合并，并将合并后的数据送入基带处理口，待数据打包成适当的帧格式后，送入调制器进行载波调制，最终送入RF发射电路，经天线发射出去。由于中国对于电磁辐射有严格限制，故系统设计的输出功率必须小于1W。为更好地建立通信信道，在发射端仍有接收通道，目的在于通过不断搜索空中信道得到最好的可用通信信道，以便系统确定最佳的跳频图案。接收机系统收到发射机系统的RF信号，经过低噪声放大器（LowNoiseAmplifier，LNA）放大，送入下变频器到解调器，将射频信号恢复成数字信号。在数据恢复模块中，将传输的数据解压缩、检错和去掉帧结构，恢复成音频数字信号，经D/A变成左、右声道送入耳机，得到高保真音响信号。3系统抗衰落和解调信噪比的容限空中的传输要求为发射功率小于1W，空旷直视接收距离大于70m。假定天线增益为0dB，由空中传输计算模型，可算出发射1W时，70m处接收无线所接收到的信号功率。空中传输衰减L=32.4+20lgf+20lgd＝32.4+59.0-23.0＝68.4（1）其中，f为信号发射频率，此处f=890MHz；d为发射距离，此处d=70m；L单位为dB。由于各种干扰的影响，传输衰减一般要增加20dB，即L约为88dB。这样，70m时接收机能收到的信号功率PR=PT-L=30dB-88dB＝-58dB（2）其中，PT为发射功率。设信号带宽2MHz，则接收机的灵敏度PIN=-114+NF+10lgB＝-89dB（3）其中，NF为噪声系数，当误码率小于1%、带宽2MHz时，NF=22dB；B为信号带宽且B=2MHz。这样，接收到的信号与接收灵敏度之间差PR-PIN=-58dB+89dB＝31dB。这个范围是系统抗衰落和解调信噪比的容限。4基带处理模块原始的音频信号是模拟信号，必须进行A/D采样变成数字信号，采用16bitA/D，48kHz取样频率，此时采样后的数据率是16bit×48kHz×2=1.536Mb/s。由于数据率比较高，所占用的频带相应比较宽，而无线信道又具有频率选择性衰落特性，必须把采用的数据进行压缩，为此系统对采样后的数据作自适应差分脉冲编码调制（AdaptiveDifferentialPulseCodeModulation，

ADPCM）压缩[5]处理得到3倍的压缩增益。压缩后的

数据率为13×1.536Mb/s=0.512Mb/s（注意：该数据要分成左、右2个声道的数据流，每个声道有效数据流<256kHz

）。

ADPCM算法的主要特点是用自适应量化取代固定量化，量化阶随输入信号变化而变化，使量化误差减小。用自适应预测代替固定预测，提高了预测信号精度，使预测信号跟踪输入信号的能力增强。通过这二点改进，大大提高了系统的编码动态范围和信噪比，从而提高系统性能。

自适应量化的基本思想是，使量化阶距△（t）随输入信号方差（能量）的变化而变化。现在常用的自适应量化方案有二类：一类是由输入信号本身估算信号方差来控制阶距△（t）的变化，称为前馈自适应量化；另一类是其阶距根据编码器输出码流估算出的输入信号方差进行自适应调整，称为反馈自适应量化。按CCITT

建议规定，自适应量化器应根据输入信号的时变性质，

调整量化阶变化速度，使量化阶变化与输入信号变化相匹配。量化自适应算法的调整速度由标度因子控制。

对于语音信号这类产生波动较大的差值信号，采用快速自适应方式；而对于数据、信令等产生较小波动差值的信号则采用慢速自适应方式。总之，自适应算法的控制因子通过测试信号差值变化率来确定，即取差值信号短时平均和长时平均2个值，由其差异来确定信号性质，从而确定算法控制因子。

反馈型控制的主要优点是量化阶距信息由码字序列提取，所以不需额外存储和传输阶距信息。但是该方案由于控制信息在传输的ADPCM码流中，所以系统的传输误码对接收端信号重建的质量影响较大。前馈型控制除了传输信号码流外，还要求传输阶距信息，增加了复杂度，但是这种方案可能通过采用优良的附加信道或采用差错控制使得阶距信息的传输误码尽可能地少，从而可以大大改善高误比特率传输时收端重建信号的质量。

Digitalsiｇnalprocessing

数字信号处理

輪輰讂2008年第32卷第9期电声技术无论采用反馈型还是前馈型，自适应量化都可改善动态范围及信噪比。分析和实践表明，在量化电平数相同的条件下，采用自适应量化可得到相对固定量化系统10～12dB的性能改善。

鉴于以上分析，系统采用了前馈和反馈相结合的方法，在系统的发射端和接收端分别建立相一致的阶距表，利用输入信号估计信号方差，从而在对应的阶距表中找到对应的阶距，但是系统此时并非传输阶距信息，而是传输其阶距表的索引信息，此信息量小于阶距信息量。接收端则根据接收的索引信息在阶距表中找到相应阶距值，利用这个阶距值就可较好地恢复原始信号。

在送入调制模块前，还必须将ADPCM压缩得到的数据进行随机化处理。目前最常用的随机化方法有2种：5B6B查表法和采用随机码相乘的方法。笔者采用5B6B的方法，具体实现请参考文献[5]。

随机化后的数据再进行组帧，系统的帧格式如图2所示。

在帧结构中，32bit开始码选用固定的0x00E1F5B2

，

用来标识一帧数据的开始。16bit信道码标识数据段所属信道：如果对于位置i为0则表示数据I来自左声道；如果其为1则表示数据来自右声道。在信道码后有16段的数据段，每段数据的大小为12bit。

在数据帧的

最末是16bit检验码。在组帧过程中，为了实现发射和接收系统的同步，帧结构中必须存在帧开始码、帧结束码以及校验码。

校验码有多种，如奇偶校验编码、循环冗余校验（CyclicRedundancyCheck，CRC）编码和4/2容错编码等。笔者采用16bitCRC[5]。循环码的生成多项式为：

G（X）=X16+X12+X5+1。

在发送端，产生校验位。具体实现如下：

（1）Xk（X15+X14+X13+…+X+1）被G（X）模2相除，取其余数。其中，k位被校验的信号单元中开始标记最后1比特（不包括它本身）和第1位校验比特（不包括其本身）之间的比特数，也不包括透明性插入的零。

（2）上述被校验信息的内容乘以X16，再与G（X）模2相除，也取其余数。

（3）这2个余数进行行模2加，取其和的反码，此反码就是校验位。

在接收端，对收到的信号单元（包括校验位）也进行类似处理，如传输无差错，则余数应是一个特定的二

进制常数：0001110100001111（相当于X15~X0），否则，

认为传输出差错，接收机将放弃此帧数据，由前一帧数据补上。由于放弃的有效数据时间非常短，人耳将不会察觉其信号的改变。