光伏并网逆变器的电流谐波抑制策略

仅供个人参考 不得用于商业用途 光伏并网逆变器的电流谐波抑制策略

1引言

并网逆变器作为光伏电池与电网的接口装置，将光伏电池的直流电能转换成交 流电能并传输到电网上，在光伏并网发电系统中起着至关重要的作用。随着投入应 用的并网逆变器日益增多，其输出的并网电流谐波对电网电压的污染也不容忽视。 按照GB/ T 19939-2005所要求，光伏并网逆变器的总输出谐波电流应小于逆变器额 定输出的5%,各次谐波

也应限制在表1所列的百分比之内： 奇次谐波 畸变限值 For personal use only in study and research; not for commercial use 偶次谐波 谐波限值

3次至9次 <4.0% 2次至8次

<1.0%

11次至15次 <2.0% 10次至32次

<0.5%

17次至21次

<1.5%

23次至33次

0.6%

表1谐波电流畸变限值仅供个人参考

不得用于商业用途 2基于d-q坐标系的控制策略

不利于控制系统的设计。为此考虑通过坐标变换将三相静止对称坐标系转换成以电 网基波频率同步旋转的d-q坐标系。这样经过坐标变换后，三相静止对称坐标系中 的基波正弦变量将转化为d-q坐标系中的直流分量。

在d-q坐标系下，其数学模型可描述为:

式中 ed、eq ---------------电网电动势矢量Edq的d、q分量 Vd、Vq ――三相VSR交流侧电压矢量Vdq的d、q分量 id、iq ――三相VSR交流侧电流矢量I dq的d、q分量 p――微分算子

由式2-1可以看出，由于VSR的d、q轴变量相互耦合，因而给控制器设计造 成一定困难。为此，可采用前馈解耦控制策略，当电流调节器采用 PI调节器时，则

p:Lp +R = -®L Ti^ Vd 1 2 ［_灼

L

Lp+R」

(2-1)

(2-2)

如图1所示，在三相静止对称坐标系中，其交流侧的物理量均为时变交流量, 2(Vdid Vqiq^Vdcidc 仅供个人参考

不得用于商业用途 Vd、Vq的控制方程如下:

将式2-3、式2-4代入式2-1，并化简得: 同样，求得: 显然，上式表明，基于前馈的控制算法 2-3、2-4使得三相VSR电流内环仏儿） 实现了解耦控制，如下图所示:

由于两电流内环的对称性，因而下面以iq控制为例讨论电流调节器的设计。考 虑电流内环信号采样的延迟和 PWM控制的小惯性特性，已解耦的iq电流内环结构 如图3所示

Vq = -( Kip 0)(i； —iq) - .Lid eq s (2-3) Vd --(心 0)(id —id)丄iq ed s (2-4) 式中 Kip、Kii 电流内环比例调节增益和积分调节增益

iq

、J id、iq电流指令值

pid = -(R Kip

■ Ki

s 片(KiP

L s

piq = -(R Kip

Kil iq

“(KiP

.0)匕

s L

图2三相VSR电流内环解耦控制结构 ia

ib

ic 仅供个人参考

不得用于商业用途 图3 iq电流环结构 3波形畸变的原因

3.1死区对波形的影响

在逆变器的工作过程中，为了防止逆变器桥臂上、下开关管直通，一般都要在 两管的开关信号中插入死区时间，在此时间内上、下两管都处于关断状态，此时的 输出电压由电感上的电流方向决定。设电感电流 iL和输出电压U的参考方向如图1 所示，则在死区期间，若电感电流iL 0，则续流二极管D6导通，输出电压为负； 若电感电流iL ：：：0,则续流二极管D1导通，输出电压为正。

由图2可以看出，死区使实际逆变器输出 PWM波形与理想PWM波形之间存 在差异，两者之差是一组包络线为正负对称方波、极性与电流方向相反、幅值为 -Ed/2，宽度为死区时间Td的电压脉冲序列。由于方波里不仅含有基波分量，而且 还含有大量的谐波分量，因此死区的存在一方面会影响输出基波电压的幅值和相位， 令一方面又会使输出电压波形发生畸变。 仅供个人参考

不得用于商业用途 3.2并网点电压畸变

内模原理意味着只有将系统外部信号的动力学模型植入控制器以构成反馈控制 系统，才能实现无静差地跟随输入信号。 对于一个交流信号而言，由于PI控制策略 并不具备所需的动力学模型，也就无法实现无静差的跟踪。 在基于d-q坐标系的控制策略中，若只考虑交流基波分量，则在稳态时d-q坐标 系中，其id、iq均为直流分量。毫无疑问，在这种情况下 PI控制策略能实现无静差 的控制。然而，如果并网点电压ea、eb、ec存在波形畸变或不平衡等情况，则在d-q 坐标系中，ed、eq存在一定的交流量。而 PI控制策略将无法对这些非直流信号实 现有效的无静差控制。

3.3 SVPWM 高频谐波

对于PWM控制的电压型逆变器，其输出电压波形为矩形波，含有大量的谐波。 与SPWM相比，SVPWM通过选择适当的开关状态，来控制电压空间矢量的运动轨仅供个人参考 不得用于商业用途 迹，具有谐波总畸变率小、直流电压利用率高的优点。

式中，m ――SVPWM的线电压调制度。 数为: UAB 二 UA -UB

二 2mcos(v )

6

由于SVPWM的波形较为复杂，米样得到的相电压包含两种角频率，故米用二 维傅立叶分析的方法。 令: X(t) - ct， y(t) - rt

式中： ''c

载波角频率；

'r 调制波角频率； 对于由x(t)、y(t)共同作用的UAB(X, y)，写出其傅立叶展开式： UAB(X, 7 Kkn 'nej(kxny) (3-3) k=0 n=0 式中： Kkn 2 0 . _UAB(x,y)eH( y)dxdy

(2兀)2 0 _兀

j2n -： 'n = — e 3

参考SVPWM规则采样示意，令载波幅值为1,考虑式3-1的调制波分段函数,

得到SVPWM脉冲在6个区间内的开关时间：

根据参考文献1所述, 写出A相调制函数: uA = n COS(V -)

..3cos(R

小 兀 4n 0 ，二

3 3

2 二 4 二.5 :

_ n COS(r )

n 2兀 4兀

5JT ,_ 3 3 3 -

(3-1)

:::2 二

由于三相调制波相互对称，仅在相位上相差 120

°，因此可得其线电压的调制函

(3-2) 仅供个人参考 1. 调制波在（0,二/3）区间

2. 调制波在（二/3,2- /3）区间

弓2 1 • 3m cos y 】 2

JI 22 2

对于调制波在其（二,4二/3） , （4二/3,5二/3） , （5 /3,2 ）内，开关区间的选择对应 重复式3-4~式3-6。 SVPWM波形，其相电压Ua中含有-Vdc/2两种电平,

计算其傅立叶系数时，内积分需要分成 3段讨论，计算复杂。为简化计算量，在Ua

波形上注入一个直流量，得到的效果是将 Ua波形整体上移Vdc/2。此时Ua波形中只 不得用于商业用途

(3-4)

(3-5)

3. 调制波在（2二/3,二）区间

JI 1 + m 工 cos y 弓

3

13 2 1 \ jr | (

日23 = — 1 + m 汉 cos y (3-6)

对于由图3规则采样得到的

图5 SVPWM调制波规则采样示意 仅供个人参考

不得用于商业用途 含有Vdc、0两种电平，在计算傅立叶系数时，可将双重积分内限由-二、二变为dIX、 02x( x =1,2,3)。只需在最终的结果中，减去注入的直流分量即可

根据以上各部分的计算，考虑到，可得到SVPWM线电压波形谐波分 析的结论: 1、 谐波主要集中在采样频率fs以及fs的整数倍附近

2、 在线性调制阶段，载波频率fs增加，低次谐波分量总量会减少，总的谐波畸 变率会

有相应的降低 3、 随着调制系数m的降低，低次谐波分量会增加，总的谐波畸变率会增大，这 是由于

零矢量相对增强。 4、在过调制阶段，低次谐波分量按不同次数有不同程度的增加， 这是因为调制 波本身

就发生了畸变，矢量轨迹并非圆形，而是在圆形和正六边形之间相互 切换

4死区补偿

以逆变器中一个桥臂的A相为例进行死区效应分析，其负载为感性。在理想状 况下，功率管VT1和VT2的开关状态是互补的。但是置入死区时间 Td后，功率管 要延迟Td才能导通。因此在死区时间内，VT1和VT2都处于关断状态，输出电流 经过二极管续流。由图4可见，假设电流流入感性负载的方向为正，流出为负。在

由此: Vdc K kn 2

4 二

TT/3f e」(f)dxdy+f 如 F ■ 7：/ 3 '32 2" 士e」(5)dxdy dxdy ：二/3 ；、」3 ny)dxdy 2 二/3 巫

5 二/3 R j(kx my) 2 二 朮 _j(kx ny)

4 二/3 .2 e 5二/3 n e dxdy

(3-7)