PWM控制技术 ppt课件
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第十五讲PWM控制技术
u*为直流信号时，u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等， 正宽负窄或正窄负宽的矩形波
u*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎 和u* 相同，从而实现电压跟踪控制
14.3.2 三角波比较方式
基本原理
不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是通 过闭环来进行控制
第十五讲 PWM控制技术（二）
14.0 14.1 14.2 14.3 14.4
引言 PWM控制的基本原理 PWM逆变电路及其控制方法 PWM跟踪控制技术 PWM整流电路及其控制方法
14.3 PWM跟踪控制技术
PWM波形生成的第三种方法——跟踪控制方法 把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作
定时比较方式
不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟 以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根
据偏差的极性来控制开关器件通断 在时钟信号到来的时刻，如i < i*，V1通，V2断，使i增大
如i > i*，V1断，V2通，使i减小 每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误
V1
VD3
桥PWM整流电路
半桥电路直流侧电容必须由两个 电容串联，其中点和交流电源连 接
VD2 VD1
us
Ls is Rs A
V3 B
+
ud
负 载
V4
VD4
V2
b)
全桥电路直流侧电容只要一个就 可以
图6-28
图6-28
单相PWM整流电路
交 电Leabharlann 流 感侧 和电 交
感 流
电Ls
包 源
括 内
外 部
u*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎 和u* 相同，从而实现电压跟踪控制
14.3.2 三角波比较方式
基本原理
不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是通 过闭环来进行控制
第十五讲 PWM控制技术（二）
14.0 14.1 14.2 14.3 14.4
引言 PWM控制的基本原理 PWM逆变电路及其控制方法 PWM跟踪控制技术 PWM整流电路及其控制方法
14.3 PWM跟踪控制技术
PWM波形生成的第三种方法——跟踪控制方法 把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作
定时比较方式
不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟 以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根
据偏差的极性来控制开关器件通断 在时钟信号到来的时刻，如i < i*，V1通，V2断，使i增大
如i > i*，V1断，V2通，使i减小 每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误
V1
VD3
桥PWM整流电路
半桥电路直流侧电容必须由两个 电容串联，其中点和交流电源连 接
VD2 VD1
us
Ls is Rs A
V3 B
+
ud
负 载
V4
VD4
V2
b)
全桥电路直流侧电容只要一个就 可以
图6-28
图6-28
单相PWM整流电路
交 电Leabharlann 流 感侧 和电 交
感 流
电Ls
包 源
括 内
外 部
第6章PWM技术
由电机学，三相对称正 弦供电时: 总向量恒幅恒速旋转 (电)角速度：w 2f s 代表空间正弦分布且圆 转磁场，u s、es、is 是引用量
26
• 三相交流的空间向量
n=0:15;x=2*pi*n/16;a=2*pi/3;
v=cos(x)+cos(x+a)*exp(j*a) +cos(x-a)*exp(-j*a); plot(v)
16
除计算法和调制法外，还有 空间向量法 跟踪控制方法
17
6.2.2 异步调制和同步调制
载波比N = fc / fo----模拟uo一个周波的脉冲数 1） 异步调制----fc不变， N随fo变 载波与调制波不同步 N常≠整数 对称性差。 当fo较低时，N大------低频性能好。
当fo增高时，N小------高频差
u
ω1
u2Tc
32
空间矢量磁链控制 SVPWM
其它区域也有相应控制规则
SVPWM用电压向量u控制Ψ 沿折线围线,并走走停停逼近圆 开关频率越高,线元usTc越短 Ψ圆越准
33
空间矢量磁链控制 SVPWM
三电平逆变器 电压向量us更多 按ΔΨ=Ψ* - Ψ --用最佳us控制 Ψ圆更准
34
SVPWM波形特点
31
空间矢量磁链控制 SVPWM
--仿闭环控制算法 控制方程ΔΨs “=” usTc 按Ψ转向超前90度建u参考轴 u2 用u轴前后电压向量控制Ψ 例如图 矢量 作用 应用条件 u1 u1 正转增幅 Ψ滞后欠幅 u2 正转减幅 滞后超幅 u7,8 停转等待 超前 Ψ 例:Ψ滞后欠幅,用u1 u1Tc Ψ滞后超幅,用u2 Ψ超前,用u7,8 注”相邻原则”:u1u8; u2u7;可减少开关动作
FPGA第三讲——产生PWM、SPWM波(课堂PPT)
1．单路PWM发生器结构和原理 图2是实现的单路PWM硬件结构框图。 CPU通过数据线向FPGA写入定时常数控 制PWM的频率、初始相位和占空比，并通过外部启动信号控制PWM的启动。
4
系统的工作过程： 采用50M时钟脉冲信号作为PWM生成器的时钟信号。首先 CPU计 算出所需要输出 PWM 的频率，初始相位和占空比信息，通过数据线向FPGA 内部寄 存器写入以上信息，并通过外部启动信号控制PWM的启动。
❖ #include <stdio.h>
❖ #include "math.h"
❖ main()
❖ {int i;float s;
❖ for(i=0;i<1024;i++)
❖ { s = sin(atan(1)*8*i/1024);
❖
printf("%d : %d;\n",i,(int)((s+1)*1023/2));
12
宏功能模块与IP应用 Altera提供多种方法来获取Altera Megafunction Partners Program(AMPP™)和 MegaCore®宏功能模块，这些函数经严格的测试和优化，可以在Altera特定器件 结构中发挥出最佳性能。可以使用这些知识产权的参数化模块减少设计和测试的 时间。MegaCore和AMPP宏功能模块包括应用于通信、数字信号处理(DSP)、 PCI和其它总线界面，以及存储器控制器中的宏功能模块。
❖}
❖}
❖ 把上述程序编译成程序后，可在 DOS 命令行下执行命令：
❖ romgen > sin_rom.mif;
❖ 将生成 sin_rom.mif 文件， 再加上.mif 文件的头部说明即可。 romgen 假设是编译后的程 序名。
4
系统的工作过程： 采用50M时钟脉冲信号作为PWM生成器的时钟信号。首先 CPU计 算出所需要输出 PWM 的频率，初始相位和占空比信息，通过数据线向FPGA 内部寄 存器写入以上信息，并通过外部启动信号控制PWM的启动。
❖ #include <stdio.h>
❖ #include "math.h"
❖ main()
❖ {int i;float s;
❖ for(i=0;i<1024;i++)
❖ { s = sin(atan(1)*8*i/1024);
❖
printf("%d : %d;\n",i,(int)((s+1)*1023/2));
12
宏功能模块与IP应用 Altera提供多种方法来获取Altera Megafunction Partners Program(AMPP™)和 MegaCore®宏功能模块，这些函数经严格的测试和优化，可以在Altera特定器件 结构中发挥出最佳性能。可以使用这些知识产权的参数化模块减少设计和测试的 时间。MegaCore和AMPP宏功能模块包括应用于通信、数字信号处理(DSP)、 PCI和其它总线界面，以及存储器控制器中的宏功能模块。
❖}
❖}
❖ 把上述程序编译成程序后，可在 DOS 命令行下执行命令：
❖ romgen > sin_rom.mif;
❖ 将生成 sin_rom.mif 文件， 再加上.mif 文件的头部说明即可。 romgen 假设是编译后的程 序名。
PWM控制技术
10
*提高输出电压,减少开关次数
如各相迭加up =-(三相ur基波最小值)-um
--三倍次谐波+直流 基波可提高15% 使线电压幅值达Ud 线参考电压-仍为正弦 各相基波有120°为最小值 此时ur为-um 对应电源相压持续为-Ud/2 且下臂开关保持导通
--开关动作减少,损耗减小
11
7.3 PWM (闭环)跟踪控制技术 --主要是电流跟踪
SVPWM
三电平逆变器 电压向量us更多 按ΔΨ=Ψ* - Ψ --用最佳us控制 Ψ圆更准
22
7.4 PWM整流电路
晶闸管/二极管整流问题: 谐波分量大，功率因数低。 PWM整流可控制交流侧电流波形(近正弦)与相位
可调有功与无功----高功率因数整流器、无功补偿器
单相PWM整流电路
Ls=外接电感+交流源电感------交流功率缓冲 C(C1,C2) ------直流功率缓冲
/
dt
r us
r is R
由电机学：对称交流时三相合成磁场“圆转”：
（幅值=(3/2)相幅值，电角速度=ω）
因r 此s 代表r s实, ur际s , er磁s , ir场s ，都而是旋urs转, ers的, irs 是引用量
空间位置任选
常选正转方向 (ab)顺时针
SVPWM--用PWM电路有限个状态的空间向量 urn
Ud>峰值√2UAB1 = √2Es/cosδ>峰值Usm
26
电流闭环控制单相PWM整流
电流给定is* : 相位与电源us相同, 幅值可调 用i滞环控制: is<is*-δ uAB = -Ud is↑
is>is*+δ uAB = +Ud is↓ 电路简单响应快; 交流电流有波纹可滤 调节is*幅值可调节Ud
*提高输出电压,减少开关次数
如各相迭加up =-(三相ur基波最小值)-um
--三倍次谐波+直流 基波可提高15% 使线电压幅值达Ud 线参考电压-仍为正弦 各相基波有120°为最小值 此时ur为-um 对应电源相压持续为-Ud/2 且下臂开关保持导通
--开关动作减少,损耗减小
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7.3 PWM (闭环)跟踪控制技术 --主要是电流跟踪
SVPWM
三电平逆变器 电压向量us更多 按ΔΨ=Ψ* - Ψ --用最佳us控制 Ψ圆更准
22
7.4 PWM整流电路
晶闸管/二极管整流问题: 谐波分量大，功率因数低。 PWM整流可控制交流侧电流波形(近正弦)与相位
可调有功与无功----高功率因数整流器、无功补偿器
单相PWM整流电路
Ls=外接电感+交流源电感------交流功率缓冲 C(C1,C2) ------直流功率缓冲
/
dt
r us
r is R
由电机学：对称交流时三相合成磁场“圆转”：
（幅值=(3/2)相幅值，电角速度=ω）
因r 此s 代表r s实, ur际s , er磁s , ir场s ，都而是旋urs转, ers的, irs 是引用量
空间位置任选
常选正转方向 (ab)顺时针
SVPWM--用PWM电路有限个状态的空间向量 urn
Ud>峰值√2UAB1 = √2Es/cosδ>峰值Usm
26
电流闭环控制单相PWM整流
电流给定is* : 相位与电源us相同, 幅值可调 用i滞环控制: is<is*-δ uAB = -Ud is↑
is>is*+δ uAB = +Ud is↓ 电路简单响应快; 交流电流有波纹可滤 调节is*幅值可调节Ud
第6章3高频PWM整流器32PPT演示课件
功功率和无功功率在交流电源和直流侧电压 V0之间的双向流动
•34
2、控制过程分析：
①整流电压VD的控制: 引入电压V0的负反馈，形成电压反馈闭环控制， 自动调节输出直流电压V0为要求值，电压调节 器采用PI。
·I s · U·AB
U·s
·
· UL
·
·
UR
•26
② Vi超前VS相角
Is与Vs的相位正好相反 变换器工作在逆变状态
·Is ·UAB
U·s
UL U·R
③Vi滞后Vs的相位
·
Is
· Us
Is超前Vs90 变换器向交流电源送出无功功率
·Is
· UAB
U·s
④ 控 制 Vi的 相 位 和 幅 值
·
可 使 is比 VS超 前 或 滞 后 任 一 角 度 UAB
②电流型PWM整流器应用不广泛的原因
◇电流型整流器输出电感的体积、重量和损耗比 较大
◇常用的现代全控器件IGBT，P-MOSFET都是有反 并联二极管反向自然导通的开关器件，为防止电 流反方向流动而必须再串联一个二极管，因此， 主电路构成不方便，且通态损耗大。
•19
2、2 交流 直流双向变换器工作原理 （1）三相大功率相控整流器主要缺点； ①对公用交流电网产生大量谐波电流并在电网中
· UL
UR
U·L U·R
可 控 制 功 率 因 数 为 任 意 正 或 负 的 指 令 值
•27
◆ 将Vs分解d轴分量和q轴分量
则 Vid Vi cos Vs xIq RId Viq Vi sin xId RIq
若忽略电阻R
Vid Vi cos Vs xIq
•28
无功电流
•34
2、控制过程分析：
①整流电压VD的控制: 引入电压V0的负反馈，形成电压反馈闭环控制， 自动调节输出直流电压V0为要求值，电压调节 器采用PI。
·I s · U·AB
U·s
·
· UL
·
·
UR
•26
② Vi超前VS相角
Is与Vs的相位正好相反 变换器工作在逆变状态
·Is ·UAB
U·s
UL U·R
③Vi滞后Vs的相位
·
Is
· Us
Is超前Vs90 变换器向交流电源送出无功功率
·Is
· UAB
U·s
④ 控 制 Vi的 相 位 和 幅 值
·
可 使 is比 VS超 前 或 滞 后 任 一 角 度 UAB
②电流型PWM整流器应用不广泛的原因
◇电流型整流器输出电感的体积、重量和损耗比 较大
◇常用的现代全控器件IGBT，P-MOSFET都是有反 并联二极管反向自然导通的开关器件，为防止电 流反方向流动而必须再串联一个二极管，因此， 主电路构成不方便，且通态损耗大。
•19
2、2 交流 直流双向变换器工作原理 （1）三相大功率相控整流器主要缺点； ①对公用交流电网产生大量谐波电流并在电网中
· UL
UR
U·L U·R
可 控 制 功 率 因 数 为 任 意 正 或 负 的 指 令 值
•27
◆ 将Vs分解d轴分量和q轴分量
则 Vid Vi cos Vs xIq RId Viq Vi sin xId RIq
若忽略电阻R
Vid Vi cos Vs xIq
•28
无功电流
PWM
• 两点式PWM控制：在ur 的半个周期内，三角波载 波有正有负，所得的 PWM波也是有正有负。 •在ur的一个周期内，输出 的PWM波只有±Ud两种 电平。 •仍然在ur和uc的交点时刻 控制各开关器件的通断。
V1 + V2 VD 2 信号波 载波 ur uc 调制 电路 VD 1 R uo L V4 VD4 V3 VD 3
图6-4
O O
t
uo
o Ud
u
uo uof
uo
Ud
O
O
Ud
t
等腰三角波上任一点的水平宽度 和高度成线性关系且左右对称， 当它与任何一个平缓变化的调制 信号波相交时，如果在交点时刻 对电路中开关器件的通断进行控 制，就可以得到宽度正比于信号 波幅值的脉冲
uo f 图 6-5
-Ud 图6-5
V1 + V2
• 三点式PWM波形比两点式波形更逼近正弦：要达到 同样的基波、谐波成分要求，两点式PWM需要更高 的开关频率，每半周脉冲个数N要增大。 三点式PWM采用较低的开关频率可以获得较好的波 形质量，故开关损耗小，更适用于大功率逆变器。
但是直接输出三点式PWM波形的三点式逆变器主电 路结构比较复杂，使用器件较多。所以，目前直接 输出两点式PWM波形的两点式逆变器应用较多。 • 改变等效正弦波（基波）的幅值：根据PWM波形面 积等效原理，要改变等效输出正弦波的幅值，只要按 同一比例系数改变各脉冲的宽度（占空比）即可。
-Ud/2
u t
uo
PWM波形 (双极性PWM) 对应于正弦波的每个半周都是双极性跳变的脉冲序列，在正负两 电平间跳变。 脉宽按正弦规律变化，在每个等份上的正负面积之代数和(平均面 积)按正弦规律变化，即符合面积等效原理。 各脉冲的占空比按正弦规律变化： 在0~t1这一等份上，对应的正弦波瞬时值为正值，脉冲占空比应 大于50%，正、负面积的平均值为正值。 在正弦波过零点近旁，脉冲占空比应接近等于50%，使正、负面 积的平均值趋于零。 在负半周各等份上对应的脉冲占空比均小于50%。 半波镜对称：通常要求正负半 u
脉宽调制型(pwm)功率放大器课件
不断尝试
在调试和优化过程中，应不断尝试不同的方法和参数， 以找到最佳的配置。
常见问题与解决方案
波形失真
输出波形可能出现谐波失真或非线性失真。
稳定性问题
放大器可能出现不稳定或振荡现象。
常见问题与解决方案
• 效率不高：在某些情况下，放大 器的效率可能较低，导致热量积 累。
常见问题与解决方案
01
解决方案
数字控制技术
将数字信号处理和控制算法应用于PWM功率放大器，提高其性能 和稳定性。
应用领域拓展与市场前景
5G通信
随着5G通信技术的普及，PWM功率放大器在基站和终端设备中的 应用将进一步增加。
电动汽车与充电设施
电动汽车市场的快速发展将带动PWM功率放大器在车载充电机和 充电设施中的应用。
工业自动化
智能化与自动化
未来PWM功率放大器将更加智能化和自动化，具备自适 应调节、远程控制和故障诊断等功能。
安全与可靠性
随着应用领域的拓展，PWM功率放大器的安全性和可靠 性问题将更加突出，需要加强相关研究和测试。
THANKS FOR WATCHING
感谢您的观看
效率与失真度分析
总结词
效率与失真度是评价PWM功率放大器性能的重要参 数，它们分别反映了功率放大器的能量利用效率和信 号质量。
详细描述
效率是指功率放大器输出功率与输入功率的比值，反 映了能量利用的效率。高效率的PWM功率放大器能 够减少能源浪费和散热问题，提高整体性能。失真度 是指输出信号与输入信号在波形上的差异程度，包括 谐波失真和交叉调制失真等。失真度越低，信号质量 越好，能够更好地还原原始信号的特征。在PWM功 率放大器的设计中，需要综合考虑效率与失真度的要 求，通过优化调制波的参数和选择合适的电路拓扑结 构来实现最佳的性能表现。
在调试和优化过程中，应不断尝试不同的方法和参数， 以找到最佳的配置。
常见问题与解决方案
波形失真
输出波形可能出现谐波失真或非线性失真。
稳定性问题
放大器可能出现不稳定或振荡现象。
常见问题与解决方案
• 效率不高：在某些情况下，放大 器的效率可能较低，导致热量积 累。
常见问题与解决方案
01
解决方案
数字控制技术
将数字信号处理和控制算法应用于PWM功率放大器，提高其性能 和稳定性。
应用领域拓展与市场前景
5G通信
随着5G通信技术的普及，PWM功率放大器在基站和终端设备中的 应用将进一步增加。
电动汽车与充电设施
电动汽车市场的快速发展将带动PWM功率放大器在车载充电机和 充电设施中的应用。
工业自动化
智能化与自动化
未来PWM功率放大器将更加智能化和自动化，具备自适 应调节、远程控制和故障诊断等功能。
安全与可靠性
随着应用领域的拓展，PWM功率放大器的安全性和可靠 性问题将更加突出，需要加强相关研究和测试。
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效率与失真度分析
总结词
效率与失真度是评价PWM功率放大器性能的重要参 数，它们分别反映了功率放大器的能量利用效率和信 号质量。
详细描述
效率是指功率放大器输出功率与输入功率的比值，反 映了能量利用的效率。高效率的PWM功率放大器能 够减少能源浪费和散热问题，提高整体性能。失真度 是指输出信号与输入信号在波形上的差异程度，包括 谐波失真和交叉调制失真等。失真度越低，信号质量 越好，能够更好地还原原始信号的特征。在PWM功 率放大器的设计中，需要综合考虑效率与失真度的要 求，通过优化调制波的参数和选择合适的电路拓扑结 构来实现最佳的性能表现。
PWM控制技术 PWM逆变电路及其控制方法
☞在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，因 此通常可以考虑消去5次和7次谐波，根据需要确定基波分量a1的值，
再令a5和a7等于0，就可以建立三个方程，联立可求得1、2和3。
a1
2U d
(1
2 cos 1
2 cos 2
2cos3 )
a5
2U d
5
(1
2cos 51
2cos 52
☞负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有
一段区间为正，一段区间为负。
√在负载电流为正的区间，V1和V4导通时，
uo=Байду номын сангаасd。
√V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0。
√在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，
因io为负，故io实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud。
√V4关断，V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。
u(wt) an sin nwt
(7-3)
n1,3,5,
式中，an为
an
4
2 u(wt)sin nwtdwt
0
13/60
7.2.1 计算法和调制法
图7-9 特定谐波消去法的输出PWM波形
☞因为图7-9的波形是四分之一周期对称的，所以在一个周期内的12个开关时
刻（不包括0和时刻）中，能够独立控制的只有1、2和3共3个时刻，该波
图7-3 用PWM波代替正弦半波 4/60
7.2.1 计算法和调制法
■计算法 ◆根据逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内
的脉冲数，将PWM波形中各脉冲的宽度和间隔准确计算 出来，按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断， 就可以得到所需要的PWM波形，这种方法称之为计算法。
第7章 脉宽调(PWM)技术
uo Ud
uo u of
O -U d
wt
表示uo的基波分量
图7-5 单极性PWM控制方式波形
7.2.1 计算法和调制法
3）双极性PWM控制方式（单相桥逆变） 在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。
在ur的半个周期内，三角波载波有正有负， 所得PWM波也有正有负，其幅值只有±Ud 两种电平。 同样在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻 控制器件的通断。
U
d
O
-
wt
U
d
7.1 PWM控制的基本思想
等幅PWM波
输入电源是恒定直流
第5章的直流斩波电路 7.2节的PWM逆变电路 7.4节的PWM整流电路
不等幅PWM波
输入电源是交流或不是 恒定的直流
6.1节的斩控式交流调压电路 6.4节的矩阵式变频电路
Ud O
- Ud
U
wt
o
ωt
7.1 PWM控制的基本思想
u (t)－电压窄脉冲， 是电路的输入 。 i (t)－输出电流，是 电路的响应。
7.1 PWM控制的基本思想
如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波
u
SPWM波
ωt
u
O
>
O
>t ω
u
O
ωt
>
7.1 PWM控制的基本思想
如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波
u u
SPWM波
> ωt ωt
2 d /2 Tc / 2 Tc d (1 a sin w r t D ) (7-6) 2
d
2
d
2
uo
d'
第7章PWM控制技术本
28
7.3 PWM跟踪控制技术
7.3.1 滞环比较方式 7.3.2 三角形比较方式
29
7.3.1 滞环比较方式
1) 采用滞环比较方式的PWM电路跟踪控制。
基本原理
把指令电流i*和实际输出电流i的偏
差i*-i作为滞环比较器的输入。
V1（或VD1）通时，i增大 V2（或VD2）通时，i减小 通过环宽为2DI的滞环比较器的控
Ud
O
wt
-Ud
图7-6 双极性PWM控制方式波形
20
7.2.1 计算法和调制法
u
uc ur
u
ur uc
O
wt O
wt
uo
uo
Ud
uof
uo
u of
uo
Ud
O
wt O
wt
-Ud
-Ud
图7-5 单极性PWM控制方式波形 图7-6 双极性PWM控制方式波形
对照上述两图可以看出，单相桥式电路既可采取单 极性调制，也可采用双极性调制，由于对开关器件通断 控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。
u
uc ur
当 ur<uc 时 使 V4 断 ， V3 通 ， uo=0 。
O
wt
这 样 就 在 负 载 端 得 到 了 SPWM
波形u0。
uo
uo
ur负半周，分析方法 与正半周同。
Ud
表示uo的 基波分量
uof
O
wt
上述PWM波只在单个极性范围 -Ud
内变化称单极性PWM控制方式。
图7-5 单极性PWM控制方式波形
u断Uod，负和V半零3周和两，V种4让交电V替平2保通。持断通，，uoV可1得保持-
7.3 PWM跟踪控制技术
7.3.1 滞环比较方式 7.3.2 三角形比较方式
29
7.3.1 滞环比较方式
1) 采用滞环比较方式的PWM电路跟踪控制。
基本原理
把指令电流i*和实际输出电流i的偏
差i*-i作为滞环比较器的输入。
V1（或VD1）通时，i增大 V2（或VD2）通时，i减小 通过环宽为2DI的滞环比较器的控
Ud
O
wt
-Ud
图7-6 双极性PWM控制方式波形
20
7.2.1 计算法和调制法
u
uc ur
u
ur uc
O
wt O
wt
uo
uo
Ud
uof
uo
u of
uo
Ud
O
wt O
wt
-Ud
-Ud
图7-5 单极性PWM控制方式波形 图7-6 双极性PWM控制方式波形
对照上述两图可以看出，单相桥式电路既可采取单 极性调制，也可采用双极性调制，由于对开关器件通断 控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。
u
uc ur
当 ur<uc 时 使 V4 断 ， V3 通 ， uo=0 。
O
wt
这 样 就 在 负 载 端 得 到 了 SPWM
波形u0。
uo
uo
ur负半周，分析方法 与正半周同。
Ud
表示uo的 基波分量
uof
O
wt
上述PWM波只在单个极性范围 -Ud
内变化称单极性PWM控制方式。
图7-5 单极性PWM控制方式波形
u断Uod，负和V半零3周和两，V种4让交电V替平2保通。持断通，，uoV可1得保持-