开关电源隔离驱动变压器设计方案
开关电源变压器设计资料完整版
工频变压器与高频变压器的比较﹕
工频
高频
E＝4.4f N Ae Bm f=50HZ
E＝4.0f N Ae Bm f=50KHZ N Ae Bm
效率﹕ 功率因素﹕
η=60-80 % (P2／P2+Pm+ PC) Cosψ=0.6-0.7 (系统 100W 供电 142W)
η>90% ((P2／P2+Pm) Cosψ>0.90 (系统 100W 供电 111W)
非隔离:P-S 共用地﹐俗稱熱底板
P=300V
220V*√2-VD
S1
分
立
元
件
震 蕩
F－
取樣
S2
二.激励方式: 自激勵﹕用變壓器 F+自激勵震蕩
P=300V
S1=1120V V
分
立
元 件
F＋
激勵
S2=57V S3=16V
它激勵﹕用集成 IC 它激勵間歇震蕩
P=300 V
F+=5V V
S1=18250V V
P=300V 220V*√2-VD
分
立
元
F+=5
件 V激勵
F-= 12V 取樣
S1=120V
P=300 V
S2=26V S3=16V
F＋ =8V
IC
S1=18250V V
S3= +20V S4= +12V
S2=5V
四.控制方式:
PWM:
脉冲宽度调制
Ton 可變
PFM
脉冲频率调制
Ton 恒定
T 恒定
T 可變
HI-POT…….. PHENOLIC. NYLON)……….
开关电源中变压器的设计
磁芯选择好以后，根据相应的骨架幅宽及绕组线径大小确定合适的匝数，遵循的原则就是让每一层的绕线占满整个幅宽，如图6.1为变压器骨架侧视图。如果实在无法绕满的话，则多的那几圈初级绕组要密绕，次级绕组要均绕，密绕就是漆包线一圈紧挨着一圈的绕制方式，均绕就是漆包线圈与圈之间留有均匀空隙的绕制方式，如图1.2所示。
开关电源中变压器的设计
开关电源为电子设备提供稳定的功率输出，它的性能好坏直接决定了电子产品的质量，而这种电源性能又与变压器设计优劣密切相关。可以说变压器在开关电源中占据着关键作用，决定着电路的关键技术参数指标及工作状态，因此对于大多数电源而言，电源的设计归根结底就是变压器的设计。开关电源属于一种高频供电系统，频率高必然使变压器体积降低，传递的能量密度升高，温升变大；同时在高频环境下，变压器绕线中的寄生电容很容易与电路中的电感发生谐振，产生噪音，恶化电源的电磁兼容性能。但是在磁性元件没有重大的技术突破之前，这些问题始终会存在，因此我们只能通过其它的方式来对变压器进行优化，从而提高开关电源的整体性能。
（1.2）
（1.3）
故初级绕55匝，次级绕54匝，满足计算出的最小匝数要求。
当线径与匝数都确定以后，就可以利用手动绕线机进行绕制了。在绕制过程中有两点需要注意：第一，根据电路实物图在骨架上找到相对应的引脚，A、B点为变压器初级两端，对应变压器1、2脚，C、D点为变压器次级两端，对应9、10脚，E、F点为变压器辅助绕组两端，对应3、4脚。第二，保证同名端处的绕线方向一致，图6.3中A、D、F互为同名端，那么线圈在骨架上的绕制顺序为1→2、9→10、4→3。
2.5
初级电压尖峰（V）
次级电压尖峰（V）
方案一
40
100
方案二
50
开关变压器的设计实例
开关变压器的设计实例
首先，开关变压器的设计原理是利用开关管（MOS管或IGBT等）进行开关控制，通过控制开关管的导通和截止来实现输入电压到输
出电压的变换。
在设计过程中，需要考虑输入输出电压、电流、功率、频率等参数，以及开关管的选型和驱动电路的设计。
其次，材料选择是开关变压器设计中至关重要的一环。
在设计
过程中需要选择合适的磁性材料（如磁性芯材料），以及绝缘材料、散热材料等。
磁性材料的选择直接影响到变压器的性能，如磁导率、饱和磁感应强度等参数需要满足设计要求。
另外，结构设计也是开关变压器设计的关键环节。
包括线圈的
布局、绕组的设计、磁芯的选型和结构等都需要精心设计，以确保
变压器在工作时能够稳定可靠地工作。
最后，性能优化是开关变压器设计的重要目标之一。
通过合理
的设计和优化，可以实现开关变压器在尺寸、重量、效率、温升等
方面的优化。
例如，采用合理的绕组结构和磁芯材料，优化开关管
的工作方式，改善散热结构等都可以提高开关变压器的性能。
综上所述，开关变压器的设计涉及到多个方面，包括设计原理、材料选择、结构设计和性能优化等。
在实际设计中，需要综合考虑
这些因素，通过合理的设计和优化来实现开关变压器的高效、稳定
和可靠工作。
开关电源用高频变压器设计
技术机密文件开关电源变压器的设计——电路相关技术参数计算公式及其推导刃禾一、正激式开关电源高频变压器：No 1 2 待求参数项 副边电压 Vs 最大占空比θonmax 详细公式 Vs = Vp*Ns/Np θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax 的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
2、0.5 是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。
3 临界输出电感 LsotonLso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax /(2*f*Po)21、由能量守恒：(1/T)*∫0 {Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po 2、Ton=θon/f 4 实际工作占空比θon 如果输出电感 Ls≥Lso：θon=θonmax 否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}ton1、由能量守恒：(1/T)*∫0 {Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po 2、Ton=θon/f 5 6 导通时间 Ton 最小副边电流 IsmintonTon =θon /f Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon /(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]21、由能量守恒：(1/T)*∫0 {Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po 2、Ton=θon/f 7 8 9 副边电流增量 ΔIs 副边电流峰值 Ismax 副边有效电流 IstonΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls Ismax = Ismin+ΔIs Is = √[(Ismin + Ismin*ΔIs+ΔIs /3)*θon]2 2 21、Is=√[(1/T)*∫0 (Ismin+ΔIs*t/Ton) dt] 2、θon= Ton/T 10 11 12 副边电流直流分量 Isdc 副边电流交流分量 Isac 副边绕组需用线径 Ds 电流密度取 5A/mm 13 14 15 原边励磁电流 Ic 最小原边电流 Ipmin 原边电流增量 ΔIp2Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon Isac = √(Is - Isdc ) Ds = 0.5*√Is2 2Ic = Vp*Ton / Lp Ipmin = Ismin*Ns/Np ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η第1页 共9页技术机密文件开关电源变压器的设计——电路相关技术参数计算公式及其推导刃禾16 17原边电流峰值 Ipmax 原边有效电流 IptonIpmax = Ipmin+ΔIp Ip = √[(Ipmin + Ipmin*ΔIp+ΔIp /3)*θon]2 2 21、Ip=√[(1/T)*∫0 (Ipmin+ΔIp*t/Ton) dt] 2、θon= Ton/T 18 19 20 原边电流直流分量 Ipdc 原边电流交流分量 Ipac 原边绕组需用线径 Dp 电流密度取 4.2A/mm 21 22 23 24 25 262Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon Ipac = √(Ip - Ipdc ) Dp = 0.55*√Ip2 2最大励磁释放圈数 Np′ 磁感应强度增量 ΔB 剩磁 Br 最大磁感应强度 Bm 标称磁芯材质损耗 PFe (100KHz 100℃ KW/m3) 选用磁芯的损耗系数ω 1.08 为调节系数Np′=η*Np*(1-θon) /θon ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc) Br = 0.1T Bm = ΔB+Br 磁芯材质 PC30：PFe = 600 磁芯材质 PC40：PFe = 450 ω= 1.08* PFe / (0.2 *100 )2.4 1.227 28 29磁芯损耗 Pc 气隙导磁截面积 Sg 有效磁芯气隙δ′ 1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 又有：H = B/μPc = ω*Vc*(ΔB/2) *f2.41.2方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 2 2 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2) /[π*(d/2) ]} *Sc δ′=μo*(Np *Sc/Lp-Sc/AL) 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np2Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp式中：lc 为磁路长度，δ为空气隙长度，Np 为初级圈数，Lp 为初级电感量，ΔB 为工作磁感应强度增量； μo 为空气中的磁导率，其值为 4π×10 H/m； 2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc 3、μc 为磁芯的磁导率，μc=μe*μo 4、μe 为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe 的推导过程如下： 由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo2 -7又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc代入上式化简 得：μe = Lpo*lc/μo*Np *Sc第2页 共9页技术机密文件开关电源变压器的设计——电路相关技术参数计算公式及其推导2刃禾5、Lpo 为对应 Np 下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤 5 代入 4，4 代入 3，3、2 代入 1 得：Lp =Np *Sc/(Sc/AL +δ/μo) 如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′ 2 如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np *Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc ΔD = 132.2/√f Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′ Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np30实际磁芯气隙 δ31 32 33 34穿透直径 ΔD 开关管反压 Uceo 输出整流管反压 Ud 副边续流二极管反压 Ud′第3页 共9页技术机密文件开关电源变压器的设计——电路相关技术参数计算公式及其推导刃禾二、双端开关电源高频变压器：No 1 2 待求参数项 副边电压 Vs 最大占空比θonmax 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np θonmax = Vo/(Vs-0.5) 详细公式1、θonmax 的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
开关电源变压器设计
开关电源变压器设计1.前言2.变压器设计原则3.系统输入规格4.变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管4.2计算变压器匝比4.3确定最低输入电压和最大占空比4.4反激变换器的工作过程分析4.5计算初级临界电流均值和峰值4.6计算变压器初级电感量4.7选择变压器磁芯4.8计算变压器初级匝数、次级匝数和气隙长度4.9满载时峰值电流4.10 最大工作磁芯密度Bmax4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率4.13 计算绕组的铜损4.14变压器绕线结构及工艺5.实例设计—12W Flyback变压器设计1. 前言◆反激变换器优点：电路结构简单成本低廉容易得到多路输出应用广泛，比较适合100W以下的小功率电源◆设计难点变压器的工作模式随着输入电压及负载的变化而变化低输入电压，满载条件下变压器工作在连续电流模式 ( CCM )高输入电压，轻载条件下变压器工作在非连续电流模式 ( DCM )2. 变压器设计原则◆温升安规对变压器温升有严格的规定。
Class A的绝对温度不超过90°C；Class B不能超过110°C。
因此，温升在规定范围内，是我们设计变压器必须遵循的准则。
◆成本开关电源设计中，成本是主要的考虑因素，而变压器又是电源系统的重要组成部分，因此如何将变压器的价格，体积和品质最优化，是开关电源设计者努力的方向。
3. 系统输入规格输入电压：Vacmin~ Vacmax输入频率：f L输出电压：V o输出电流：I o工作频率：f S输出功率：P o预估效率：η最大温升：40℃4.0变压器设计步骤4.1选择开关管和输出整流二极管开关管MOSFET:耐压值为V mos输出二极管:肖特基二极管最大反向电压V D正向导通压降为V F4.2计算变压器匝比考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%)开关ON ：0.8·V D > V in max / N + V o开关 OFF ：0.8·V MOS > N·( V o+ V F) + V in max匝比：N min < N < N max4.3 确定最低输入电压和最大占空比输入滤波电容：2µF~3µF/W最低输入电压 ( 假设tc=3ms )V in min =√(√2V VV VVV)2−2 × V VV ( V2 − V V V VV最低输入电压，最大功率时，占空比最大D maxD max = V ∙ ( V V + V V )V ∙ ( V V + V V ) + V VV VVV4.4 反激变换器的工作过程分析低输入电压时，负载从轻载到重载，变压器经历从DCM →BCM →CCM 的过程 高输入电压时，负载从轻载到重载，变压器一直工作在DCM4.5 计算初级临界电流均值和峰值按照最小输入电压，最大输出功率(Pomax)的条件计算P o = 1/3P o max时，变换器工作在BCMP o < 1/3P o max时，变换器工作在DCMP o > 1/3P o max时，变换器工作在CCMBCM模式下，最小输入电压时的平均输入电流I in-avg = 13∙ V VVV VV VVV变压器初级临界电流峰值∆I p1 = I pk1 = 2 × V VV−VVVV VVV4.6 计算变压器初级电感量最低输入电压，BCM条件下，最大通时间T on max = 1V V × Dmax变压器初级电感量Lp = V VV VVV × V VV VVV∆V V14.7 选择变压器磁芯基于输出功率和开关频率计算面积乘积，根据面积乘积来选择磁芯AP p = V V × 1062 × V × V V × V V × V V × V V × VK o 是窗口的铜填充系数：取 K o =0.4K c 是磁芯填充系数；对于铁氧体磁芯取 K c =1 Bm 是变压器工作磁通密度，取 B m ≤12 VVVV j 是电流密度，取 j = 4.2A/mm 2考虑绕线空间，尽量选择窗口面积大的磁芯，查表选择Aw 和Ae4.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度初级绕组的匝数N p =V in min × t on maxA e ×B m×108增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗减小或增加在100kHz 条件下，损耗与B2.86成正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%次级绕组匝数 N s = N p / N辅助绕组匝数 N cc = ( V cc + 1 ) × N s / ( V o + V F )气隙长度 : l g = 0.4 V × V V × V 2V V4.9 满载时峰值电流CCM 时，T on max 固定不变输入电压不变，BCM 的T on max 等于CCM 的T on max T on max 内，电感电流线形上升增量 ∆I p1 =V VV VVV × V VV VVVV V= ∆I p2低输入电压，满载条件下 P o = 12×η× L p × (I 2pk2 – I 2pk0 ) × f s变压器初级峰值电流 I pk2 =V V / VV VV VVV × V VVV+∆V V224.10 最大工作磁芯密度B maxB max =V V × V VV2V V × V V×108 < B sat如果B max <B sat ，则证明所选择的磁芯通过，否则应重新选择4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值梯形波电流的中值 ：I a = I pk - ∆V2电流直流分量 ：I dc = D max × I a电流有效值 ： I prms = I a √V VVV电流交流分量 ：I ac = I a √VVV (1−V VVV )4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率导线的横截面积自然冷却时，一般取电流密度j = 4A / mm2初级绕组：S p = I prms ( A ) / 4 ( A / mm2 )副边绕组：S s = I srms ( A ) / 4 ( A / mm2 )线径及根数集肤深度δ= 6.61 / √V V cm导线线径不超过集肤深度的2倍，若超过集肤深度，则需多股并绕根据安规要求考虑加一定宽度的挡墙2窗口占有率K0A w≥ N p ×V×V V2+ N s ×V×V V2+ N cc ×V×V VV4.13计算绕组的铜损根据导线的电阻和集肤深度，确定每个绕组的铜损耗总损耗一定要小于预算损耗，温升经验公式∆T ≈800 × V VVVV34 × √V V×V V4.14变压器绕线结构及工艺骨架的选取：累计高度、宽度绕法：初级和次级交错式(三明治)绕法：漏感小5. 设计实例—12W开关电源变压器设计5.1系统输入规格输入电压：90Vac~265Vac输入频率：50Hz输出电压：12V输出电流：1.0A输出功率：Po=12W开关频率：50kHz预估效率：0.75输入最大功率：Pin=16W变压器最大温升：40℃5.2开关管MOSFET和输出整流二极管开关管MOSFET耐压: V mos=600V输出二极管：反向压降V D=100V ( 正向导通压降V F=0.5V )5.3计算变压器匝比0.8 ∙ V D > V in max / N + V o 0.8 × 100 > 375 / N +120.8 ∙ V mos > N ∙ ( V o + V F ) + V in max 0.8 × 600 > N × ( 12 + 0.5 ) +3755.5 < N < 8.4取 N = 65.4 最低输入电压和最大占空比选择C in =22µF 最低输入电压：V in min = √(√VV VVV)2−2 × V VV ( V2 − V V )V VV= √1272−2 ×16 ×7 × 10322 × 10−6≈77V最大占空比 ：Dmax = V ∙ (V V + V V )V ∙ ( V V + V V )+ V VV VVV = 6 × 12.56 ×12.5+77= 0.495.5 计算初级临界电流均值和峰值I in-avg = 13∙ V VV V VV VVV = 163 ×77= 0.07 A∆I p1 = I pk1 = 2 × V VV −VVV V VVV = 2 ×0.070.49= 0.285 A5.6最大导通时间和初级电感量最大导通时间 ： T on max = 1V V× D max = 9.8 VV变压器初级电感量 ： L p = V VV VVV ×V VV VVV ∆V V1= 77 ×9.8 × 10−60.285 ≈ 2.7mH5.7 变压器磁芯面积AP p = 12 × 1062 ×0.75 ×0.42 × 50 × 10×1600 ×4= 0.066 cm 2( 铁氧体磁芯 B sat = 3900G , 取 B m = 1600G )查表EF20 A e = 0.335 cm 2，A w = 0.6048 cm 2AP = A w * A e = 0.202 cm 2 > 0.066 cm 25.8 变压器初级匝数、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度N p =77 ×9.8 × 10−60.335 ×1600×108 = 140.7 取 N p= 140 TsN s = 140 / 6 = 23.3 Ts 取 N s = 23 TsN cc = 19 × 23 / 12.5 ≈ 35 Tsl g = 0.4V ×33.5 × 14022.6= 0.2 mm5.9 满载时峰值电流、最大工作磁通密度I pk2 = VV / V VVV VVV ×VVVV + ∆VV 2 = 1677 ×0.49+ 0.14 = 0.56 ABmax = VV ×VVV2VV ×VV = 2.6×10−3 × 0.560.335 ×140×108 = 3100G < 3900G5.10 变压器初级电流、副边电流的有效值原边各电流：电流中值I pa = 0.42A 电流有效值I prms = 0.29A电流直流值I pdc = 0.20A 电流交流值I pac = 0.208A副边各电流：电流直流值I sdc = 1A 电流有效值I srms = 1.38A电流中值I sa = 1.92A 电流交流值I ac = 0.959A5.11 计算原边、副边绕组的线径，估算窗口占有率线径及根数集肤深度δ= 6.61 / √V V= 6.61 / √50× 103 = 0.29 cm导线的横截面积：电流密度j = 4.2~5A / mm2初级绕组：S p=0.068mm2→Φ0.25mm ×1P→R DC = 4.523mΩ/cm( 100℃ )副边绕组：S s = 0.328mm2→Φ0.40mm×2P→R DC = 0.892mΩ/cm ( 100℃ )Vcc绕组：S cc = 0.1/4.2 = 0.024mm2→Φ0.1mm×2P窗口占有率：0.4 × 60.48 ≥ 140 ×π× 0.1252 + 23 ×π× 0.22 + 35 ×π×0.08224.2 ≥ 13.6 OK5.12 计算绕组的铜损平均匝长 l av = 23.5 mm各绕组绕线长度：原边 l Np = 140 × 23.5 = 329 cm副边 l Ns = 23 × 23.5 = 54.0 cm各绕组直、交流电阻：原边R pdc =1.45Ω R pac =2.38Ω副边R sdc =0.024Ω R sac =0.038ΩVcc 绕组电流过小，忽略绕组损耗各绕组损耗：P u = 0.30W{V V = V VVVV 2× V VVV + V VVV 2 × V VVV =0.22V V V = V VVVV 2× V VVV + V VVV 2 × V VVV =0.08V5.13 计算绕组的铁损计算铁损：查磁芯损耗曲线，PC40在 ΔB = 0.15T 时为80mW / cm 3 铁损 P Fe = 80 × 1.5 = 0.12 W估算温升总损耗 P loss = 0.12 + 0.30 = 0.42 W经验公式 ∆T ≈ × .343356048 = 22℃ < 40℃设计 OK5.14 变压器绕线结构及工艺绕线宽度高度累计查EF20 Bobbin 绕线宽度W=12.1mm ，高度H=2.9mm0.25mm ，最大外径0.275mm 每层35T ，W1=9.62mm0.40mm ，最大外径0.52mm 每层23T ，W2=11.9mm0.10mm ，最大外径0.13mm 每层35T ，W3=9.1mm(0.1mm×2P)总高度 = 0.275×4 + 0.52 × 2 + 0.13 × 3 + 0.03 × 7 = 2.74 mm绕线结构次级→初级→次级。
开关电源变压器设计
启闭电源变压器安排之阳早格格创做1. 序行2. 变压器安排规则3. 系统输进规格4. 变压器安排步调4.8估计变压器初级匝数、次级匝数战睦隙少度4.10 最大处事磁芯稀度Bmax4.11 估计变压器初级电流、副边电流的灵验值4.12 估计本边绕组、副边绕组的线径，估算窗心占有率4.13 估计绕组的铜益4.14 变压器绕线结构及工艺5. 真例安排—12WFlyback变压器安排1. 序行◆反激变更器便宜：电路结构简朴成本矮廉简单得到多路输出应用广大，比较符合100W以下的小功率电源◆安排易面变压器的处事模式随着输进电压及背载的变更而变更矮输进电压，谦载条件下变压器处事正在连绝电流模式 ( CCM )下输进电压，沉载条件下变压器处事正在非连绝电流模式 ( DCM )2. 变压器安排规则◆温降安规对付变压器温降有庄重的确定.Class A的千万于温度没有超出90°C；Class B没有克没有及超出110°C.果此，温降正在确定范畴内，是咱们安排变压器必须按照的规则.◆成本启闭电源安排中，成本是主要的思量果素，而变压器又是电源系统的要害组成部分，果此怎么样将变压器的代价，体积战本量最劣化，是启闭电源安排者全力的目标.3. 系统输进规格输进电压：Vacmin~ Vacmax输进频次：fL输出电压：V o输出电流：Io处事频次：fS输出功率：Po预估效用：η最大温降：40℃启闭管MOSFET:耐压值为Vmos输出两极管:肖特基两极管最大反背电压VD正背导通压落为VF思量启闭器件电压应力的余量(Typ.=20%)启闭ON：0.8·VD > Vin max / N+V o启闭 OFF ：0.8·VMOS > N·(V o+VF) + Vin max匝比：Nmin < N < Nmax输进滤波电容：2µF~3µF/W最矮输进电压(假设tc=3ms )Vin min =最矮输进电压，最大功率时，占空比最大DmaxDmax =4.4 反激变更器的处事历程分解矮输进电压时，背载从沉载到沉载，变压器经历从DCM→BCM →CCM的历程下输进电压时，背载从沉载到沉载，变压器背去处事正在DCM4.5 估计初级临界电流均值战峰值依照最小输进电压，最大输出功率(Pomax)的条件估计Po=1/3Pomax时，变更器处事正在BCMPo<1/3Pomax时，变更器处事正在DCMPo>1/3Pomax时，变更器处事正在CCMBCM模式下，最小输进电压时的仄衡输进电流Iin-avg =变压器初级临界电流峰值Ip1 = Ipk1 =4.6 估计变压器初级电感量最矮输进电压，BCM条件下，最大通时间Ton max = Dmax变压器初级电感量Lp =4.7 采用变压器磁芯鉴于输出功率战启闭频次估计里积乘积，根据里积乘积去采用磁芯APp =Kc是磁芯弥补系数；对付于铁氧体磁芯与 Kc=1Bm是变压器处事磁通稀度，与Bm思量绕线空间，尽管采用窗心里积大的磁芯，查表采用Aw战Ae 4.8 估计变压器初级、次级匝数、辅帮绕组匝数战睦隙少度初级绕组的匝数Np =减少大概者减小匝数只会分别引起磁芯耗费减小大概减少正在100kHz条件下，耗费与B2.86成正比，匝数减小5%会使磁芯耗费减少15%次级绕组匝数Ns = Np / N辅帮绕组匝数Ncc = ( Vcc + 1 ) Ns / ( V o+ VF)气隙少度 :lg =4.9 谦载时峰值电流CCM时，Tonmax牢固没有变输进电压没有变，BCM的Tonmax等于CCM的TonmaxTonmax 内，电感电流线形降下删量Ip1 = = Ip2矮输进电压，谦载条件下Po = ηLp(I2pk2– I2pk0 ) fs变压器初级峰值电流Ipk2 =4.10 最大处事磁芯稀度BmaxBmax = < Bsat如果Bmax<Bsat，则说明所采用的磁芯通过，可则应沉新采用4.11 估计变压器初级电流、副边电流的灵验值电流接流分量：Iac = Ia梯形波电流的中值：Ia = Ipk -电流曲流分量：Idc = Dmax Ia电流灵验值：Iprms = Ia4.12 估计本边绕组、副边绕组的线径，估算窗心占有率导线的横截里积自然热却时，普遍与电流稀度j=4A/mm2初级绕组：Sp=Iprms(A)/4(A/mm2)副边绕组：Ss=Isrms(A)/4(A/mm2)线径及根数集肤深度δ= 6.61 / cm导线线径没有超出集肤深度的2倍，若超出集肤深度，则需多股并绕根据安规央供思量加一定宽度的挡墙窗心占有率K0Aw Np+ Ns+ Ncc根据导线的电阻战集肤深度，决定每个绕组的铜耗费总耗费一定要小于估算耗费，温降体味公式T骨架的采用：乏计下度、宽度绕法：初级战次级接错式(三明治)绕法：漏感小5. 安排真例—12W启闭电源变压器安排5.1 系统输进规格输进电压：90Vac~265Vac输进频次：50Hz输出电压：12V输出功率：Po=12W启闭频次：50kHz输进最大功率：Pin=16W变压器最大温降：40℃5.2 启闭管MOSFET战输出整流两极管启闭管MOSFET耐压: Vmos=600V输出两极管：反背压落VD=100V ( 正背导通压落VF=0.5V )0.8 VD > Vin max / N + V o0.8 100 > 375 / N +120.8 Vmos > N ( V o + VF ) + Vin max0.8 600 > N ( 12 + 0.5 ) +375与N = 65.4 最矮输进电压战最大占空比采用Cin=22µF最矮输进电压：Vin min = =最大占空比：Dmax = =5.5 估计初级临界电流均值战峰值Iin-avg = = = 0.07 AIp1 = Ipk1 = = = 0.285 A最大导通时间：Ton max = Dmax = 9.8变压器初级电感量：Lp = =5.7 变压器磁芯里积APp = = 0.066 cm2 ( 铁氧体磁芯 Bsat = 3900G , 与 Bm = 1600G )查表5.8变压器初级匝数、次级匝数、辅帮绕组匝数战睦隙少度Np = = 140.7与Np = 140 TsNs = 140 / 6 = 23.3 Ts 与Ns = 23 TsNcc = 19 23 / 12.5 35 Tslg = = 0.2 mm5.9谦载时峰值电流、最大处事磁通稀度Ipk2 = + = + 0.14 = 0.56 ABmax = = = 3100G < 3900G 5.10变压器初级电流、副边电流的灵验值本边各电流：副边各电流：5.11估计本边、副边绕组的线径，估算窗心占有率线径及根数集肤深度δ= 6.61 / = 6.61 / = 0.29 cm导线的横截里积：电流稀度j=4.2~5A/mm2初级绕组：Sp=0.068m m2→Φ0.25mm×1P→RDC=4.523mΩ/cm(100℃)副边绕组：Ss=0.328mm2→Φ0.40mm×2P→RDC=0.892mΩ/cm (100℃) Vcc绕组：Scc=0.1/4.2=0.024mm2→Φ0.1mm×2P窗心占有率：0.4 60.48 140 0.1252 + 23 0.22 + 3524.2 13.6 OK各绕组绕线少度：本边lNp=140×23.5=329cm各绕组曲、接流电阻：Vcc绕组电流过小，忽略绕组耗费各绕组耗费：Pu = 0.30W5.13 估计绕组的铁益铁益PFe = 80 1.5 = 0.12 W估算温降总耗费Ploss = 0.12 + 0.30 = 0.42 W体味公式T = 22℃ < 40℃安排 OK绕线宽度下度乏计0.10mm，最大中径0.13mm 每层35T，W3=9.1mm(0.1mm×2P)绕线结构次级→初级→次级。
详解互补MOSFET的脉冲变压器隔离驱动电路设计
详解互补MOSFET的脉冲变压器隔离驱动电路设计
一、摘要
随着MOSFET 的应用日益广泛，在一些特殊场合常常会使用到互补MOSFET。
本文针对互补MOSFET 的驱动问题进行了深入讨论，比较了常用的驱动电路，提出了一种针对互补MOSFET 设计的新型驱动电路，并通过仿真验证了结果。
随着电力半导体器件的发展，已经出现了各种各样的全控型器件，最常用
的有适用于大功率场合的大功率晶体管(GTR)、适用于中小功率场合但快速
性较好的功率场效应晶体管(MOSFET)以及结合GTR 和功率MOSFET 而产生的功率绝缘栅控双极晶体管(IGBT)。
在这些开关器件中，功率MOSFET
由于开关速度快,驱动功率小,易并联等优点成为开关电源中最常用的器件，尤其在为计算机、交换机、网络服务器等通信电子设备提供能量的低压大电流
开关电源中。
随着MOSFET 的应用日益广泛，在一些特殊场合常常要使用到互补的MOSFET，本文针对这个问题提出了一种针对互补MOSFET 电路设计的驱动电路。
二、功率MOSFET 对驱动电路的要求
功率MOSFET 是电压型驱动器件，没有少数载流子的存贮效应，输入阻抗高，因而开关速度可以很高，驱动功率小，电路简单。
但功率MOSFET
的极间电容较大，其等效电路如图1 所示，输入电容Ciss，输出电容Coss 和反馈电容Crss 与极间电容的关系可表示为：
功率MOSFET 的栅极输入端相当于一个容性网络，它的工作速度与驱动源内阻抗有关。
理想的栅极驱动电路的等效电路如图所示，由于Ciss 的存在，。
隔离电源方案
隔离电源方案隔离电源方案1. 引言在电子设备的设计和应用中，隔离电源是一种重要的电源方案。
隔离电源具有将输入电源和输出电路完全隔离的特性，可以提供更高的安全性和可靠性。
本文将介绍隔离电源的工作原理和常见的实现方式，并探讨其在不同应用领域的优势和具体设计要点。
2. 隔离电源的工作原理隔离电源通过使用变压器将输入电源和输出电路进行物理隔离，从而实现输入和输出之间的电气隔离。
其主要工作原理如下：1. 输入侧变压器：隔离电源的输入侧通过变压器将输入电压变换为合适的电压，并且在变压器中通过绝缘层实现输入和输出之间的电气隔离。
变压器还可以提供电源交流信号的相位变换功能。
2. 输出侧整流和滤波：隔离电源的输出侧通常需要进行整流和滤波处理，将交流信号转换为稳定的直流电压。
这可以通过整流桥和滤波电容来实现。
3. 输出侧稳压和保护：隔离电源的输出侧还需要进行稳压和保护的处理，以确保输出电压在设定范围内稳定，并且可以对过载、短路等异常情况进行保护。
3. 隔离电源的实现方式隔离电源可以通过多种方式来实现，下面介绍几种常见的实现方式：1. 离线开关电源：这种方式是一种常见的隔离电源实现方式，通过离线开关电源的工作原理，实现输入和输出之间的电气隔离。
离线开关电源具有高效率、稳定性好等特点，广泛应用于计算机、通信设备等领域。
2. 直流-直流隔离电源：这种方式将输入直流电源转换为另一个输出直流电源，通过变压器的物理隔离实现输入和输出之间的电气隔离。
这种方案常见于工业控制、充电器等领域。
3. 带有光耦隔离的电源：在一些对安全性要求较高的场合，可以采用带有光耦隔离的电源方案。
光耦隔离可以通过光电转换器实现输入和输出之间的电气隔离，具有较高的抗干扰性和安全性。
4. 隔离电源的应用领域隔离电源广泛应用于各个领域，以下是几个常见的应用领域：1. 工业控制：在工业控制系统中，由于环境复杂、噪声干扰较大等特点，使用隔离电源可以有效提高系统的稳定性和抗干扰性。
开关电源变压器设计介绍
2010.5.12 R&D
开关电源 变压器
开关电源变压器
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4. 初级绕组圈数 NP=LP*IP*104/Ae*B NP----- 初级绕组圈数 NP= 1.0*10-3 *0.595*104 /0.395*0.17 NP= 88 (Ts)
5. 次级绕组圈数 NS=NP*US*（1-αMAX）/UPMIN*αMAX NS----- 次级绕组圈数 US----- 次级最大电压 NS= 88*(5.0+0.7) *(1-0.4)/115*0.4
8 76 5
UC3842B 1 23 4
3.12 2.48 0.05 1.84
D2 IN4148
C3 33uF/25V + R10 100R
Q1 R10' 10K
4
R13 5R6
3 EF-22
D4 MBR2045CT
6.8uH
C12 472 +
C14 104
R14
C16 + 104
R15
750R
750R
Ae*Ap=2(5.0+0.7)*102/2*75*103*0.17*2.5*0.8*0.2 Ae*Ap= 0.112(cm4)
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反激式开关电源变压器计算
举例
根据磁芯数据,我们可以选择EE2219磁芯 (东磁); 它的 Ae*Ap 值是 0.408*0.397=0.162(cm4)
C13 1000uF/16V
C15 470uF/16V
300uH
R5 5.1K
C7
开关电源的变压器EMC设计
开关电源的变压器EMC设计对于带变压器拓扑结构的开关电源来说，变压器的电磁兼容性(EMC)设计对整个开关电源的EMC水平影响较大。
本文以一款反激式开关电源为例，阐述了其传导共模干扰的产生、传播机理。
根据噪声活跃节点平衡的思想，提出了一种新的变压器EMC设计方法。
通过实验验证，与传统的设计方法相比，该方法对传导电磁干扰(EMI)的抑制能力更强，且能降低变压器的制作成本和工艺复杂程度。
本方法同样适用于其他形式的带变压器拓扑结构的开关电源。
随着功率半导体器件技术的发展，开关电源高功率体积比和高效率的特性使得其在现代军事、工业和商业等各级别的仪器设备中得到广泛应用，并且随着时钟频率的不断提高，设备的电磁兼容性(EMC)问题引起人们的广泛关注。
EMC设计已成为开关电源开发设计中必不可少的重要环节。
传导电磁干扰(EMI)噪声的抑制必须在产品开发初期就加以考虑。
通常情况下，加装电源线滤波器是抑制传导EMI的必要措施l1l。
但是，仅仅依靠电源输入端的滤波器来抑制干扰往往会导致滤波器中元件的电感量增加和电容量增大。
而电感量的增加使体积增加；电容量的增大受到漏电流安全标准的限制。
电路中的其他部分如果设计恰当也可以完成与滤波器相似的工作。
本文提出了变压器的噪声活跃节点相位干燥绕法，这种设计方法不仅能减少电源线滤波器的体积，还能降低成本。
1 反激式开关电源的共模传导干扰电子设备的传导噪声干扰指的是：设备在与供电电网连接工作时以噪声电流的形式通过电源线传导到公共电网环境中去的电磁干扰。
传导干扰分为共模干扰与差模干扰两种。
共模干扰电流在零线与相线上的相位相等；差模干扰电流在零线与相线上的相位相反。
差模干扰对总体传导干扰的贡献较小，且主要集中在噪声频谱低频端，较容易抑制；共模干扰对传导干扰的贡献较大，且主要处在噪声频谱的中频和高频频段。
对共模传导干扰的抑制是电子设备传导EMC设计中的难点，也是最主要的任务。
反激式开关电源的电路中存在一些电压剧变的节点。
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开关电源隔离驱动变压器设计
因为电子设备的电路变得更为复杂，故要求成熟的电气工程设计参数具有更加临界的数值。
在设计电路的每一个阶段，精确的工程计算是基本的要求。
同时，在其零部件设计时，这一点也是同样重要的。
所以，必须精心地设计开关电源（SMPS）中门脉冲驱动变压器的每一个零部件。
门脉冲驱动变压器在开关电源中被要求用来控制电路之间的同步动作。
这些器件用来为开头电源半导件元器件如高压功率MOSFETs或IGBTs提供电脉冲。
这种变压器也用作电压隔离和阻抗匹配。
门脉冲驱动变压器是用来驱动电子开关器件门电路的基本脉冲变压器。
设计这类变压器时，是假定其脉冲的上升、下降和上冲时间都是最佳的值。
使用中要辨别它们是门脉冲驱动变压器还是其它变压器。
在基础门脉冲驱动变压器设计中，存在一系列设计变数，其中的每个变数由其专项应用决定。
它们的一些通用简图及其相应的转换关系见图1所示。
典型的门脉冲驱动变压器是用铁氧体磁心设计制造的，这样可以降低成本。
常用磁心的外形大多数是EE、EER、ETD型。
它们都是由“E”型磁心和相应的骨架组成。
这些骨架可以采用表面安装法或通孔安装法装配。
在有些情况下，也采用环形磁心设计制作门脉冲驱动变压器。
典型的脉冲变压器设计所要求的参数列于表1。
如果有安全标准（如UL、VDE、CUL、IEC或TUV）的要求，那么，在变压器设计中必定会涉及可靠的漏电流及其清除方法问题。
对于漏电流及其清除方法要求的文件资料，必须从安全工作办事处取得。
如果设计的变压器是为jun事目的所应用，那么，选用的制作材料可不必依从RoHS指令，磁性器件设计工程师需要了解RoHS指令，因为RoHS指令限制若干种材料在变压器设计制造中被采用，这将影响变压器的一些重要性能。