差分线绕线方法比较

1.差分线的优势
差分线抗干扰能力强，信噪比高，辐射小，带宽容量大等众多优点，所以在目前的高速链路设计中，都选取差分线作为通信方式。

差分线使用两根走线传输一路信号，两根线上携带的信息是相同的，但是信号的相位差是180度，这样两个线产生的场正好相互抵消，减少了辐射的产生。

同时由于最终信号取两根信号之差，所以当受到共模信号干扰时，两根线所产生的噪声几乎相同，在接收端做差值时正好被抵消掉。

差分线对噪声天生的抑制能力有效的提高通道的信噪比，大大的改善了通道的信息容量，使得差分线在Gigabit以上的通信领域得到广泛应用。

2.差分走线的几种补偿方式
差分线跟单线传输相比，之所以具有众多优势，是因为其采用了差动传输的方式，即两根线要保持180度的相位差，即我们平时所说的要保持两根线的电流大小相等、方向相反。

任何原因造成的相位失配，都会影响差分线的性能，甚至造成不可预知的后果，所以在layout 设计中，我们必须做到差分线的等长要求。

当有相位失配(Phase mismatch)存在时，如何对差分线进行补偿，选取的方法不同，得到的效果也会有很大的差异。

下面分几种情况对差分线的补偿方式做一个比较全面的剖析：
Case 1: 使用一个大的segment就近补偿。

Case 2: 使用小的突起沿线补偿
Case 3: 在走线的末端进行补偿
图1：三种不同的差分线补偿方式
根据一般经验，我们可以预测的到，Case 1会造成大的阻抗不连续，Case 2的目的正是为了减小这种阻抗不连续性，Case 3则是比较避讳的方法，走线大部分地方相位没办法同步。

下面的工作就是通过仿真工具对这三种方式作出一个具体的对比分析。

3.仿真设置
1.走线宽度4.5mils，间距为7.8mils
2.调整叠层结构，使走线的阻抗保持在100ohm，这里使用Stripline,板材为FR4, 介质高度
分别为7.5mils和52.3mils。

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3. 仿真工具
仿真工具选用ADS- Momentum RF ，扫频范围0-60Ghz ，Port 设置如<图1：三种不同的差分线
补偿方式>，运行仿真，即可得到三种走线的模型。

4. 结果分析
1. TDR 分析，测试脉冲trise=20ps ，参考阻抗Z0=100ohm
结果和我们想象的一致，Case 1和Case 3具有较大的阻抗变化，Case 2的阻抗变化分布在比较长得范围内，所以整体变动比较小。

2. 观察一下反射曲线 –
Return losses
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从结果来看，Case 1和Case 3的回路损耗均高于Case 2，这个也是显而易见。

3. 传输参数的比较 – Insertion losses
插入损耗的曲线出乎我们的预料之内，在35Ghz 左右，Case 2竟然出现了谐振点，Case 1和Case 3在60Ghz 整个频段内竟然吻合的很好。

4. 模式转化 –
mode conversion
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上图是差模转化为共模的量，我们注意到，Case 2中有大部分差模信号转化为了共模信号，这也一定是Case 2插入损耗比较大的原因所在。

5. 原因分析
Case 1/2/3中的走线长度是完全相同的，实际上是对同一对差分线做了不同的绕线，然后平移开的。

为什么Case 2中会出现大量的共模信号，我们可以从单端信号中找到答案。

Case 1：插入损耗的幅值和相位
Case 2：插入损耗的幅值和相位
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Case 3：插入损耗的幅值和相位
从以上结果可以看出：
1. 损耗上，Case 1/3的近乎一致，而且两个单根走线的插入损耗也近似重合。

Case 2则有
大的不同，单端走线，有绕线部分的走线损耗明显低于没有绕线的一根，在60Gz 处，有0.7db 的差异。

2. 相位上，Case 1和Case 3的单端相位都可以近似吻合，Case 1相差18.4°@60Ghz ，Case 3相差22.3°@60Ghz ；Case 2在相位上则表现出明显的差异，高达281.8°@60Ghz 。

3. 另外，严格上讲，三种补偿方式下，相位均出现了一定的偏差，而且随着频率的升高，
越来越明显。

从分析可知，Case 2引入的相位差已经远远超出了差分线所能承受的范围，违背了差分信号传输的基本原则，即要求单线产生的相位差值是要同步的。

同时我们也没有忘记Case2在插入损耗上产生的谐振谷底，我们也可以再这里找到原因： Case 2谷底处频率是35.47Ghz ，如下：
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来观察一下35.47Ghz 处Case 2的单根线相位情况：
注意到Case 2在35.47Ghz 处，两个单根线的相位差已经接近180°，此时本来是差分传输的信号在这个频点已经完全的转换成了共模信号，所以对于差分信号传输来说，这个是传输的最低点。

6. 相位差的来源
现在我们已经清楚的知道，Case 2的问题是由于相位差引起的，那么这个相位差从哪里来的？不要忘了三对差分走线可是完全等长的。

上面的分析结果中有提到，对于Case 2，绕线的那根线损耗明显小于另外一根，这也说明一个问题，就是绕线的一根走过了较短的距离，相位变化上也说明了这一点，绕线部分的相位变化比较小。

观察三种绕线方式的差异，不难看出，Case 2
部分的相位差异应该是由于绕线部分耦合
传输引起的。

我们知道，绕线上有两种信号传输模式，一种模式是沿线传播，另一种模式是沿绕线间的耦合电容直接传输。

绕线之间的耦合电容为信号提供了一个低阻抗的回流路径，而且频率越高，这个阻抗就越低，这也是为什么随着频率的升高，相位差随之增大的原因所在。

图：绕线上的两种传输模式
在端口打同相激励，观察走线上的电流相位，可以看出Case 2上的相位差异：
7.眼图分析
上面分析对三种绕线情况在频域作出了对比分析，更多的时候，下面的时域眼图可以更加直观的看到几种绕线方式带来的影响。

目前高速链路速度已经向28Gbps过度，这里就看一下在28Gbps速率下，此处短短的一个绕线方式所带来的影响。

由于Case 1和Case 3相近，这里只给出Case1和Case2的结果，分析软件ADS-ChannelSim。

Case 1在28Gbps下的眼图
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Case 2在28Gbps下的眼图
8.最后的疑问
Case 1和Case 3的结果惊人的相似，为什么一般规则都要避免使用Case 3的走线方法呢？
前面我们使用了Stripline作为验证，整个过程中没有观察到Case 3在前段相位不同步的情况下所带来的影响，其实这跟周围的介质特性有关。

Stripline的周围介质是均匀的，所以不会产生远端串扰，因此即使在两根线相位不同步的情况下，在末端也观察不到太多的差异，如果使用周围介质不均匀的Microstrip，结果则会大有不同。

下面将同样的走线结构，设置成Microstrip的形式，来观察此时三种不同绕线的结果。

走线宽度4.5mils，间距为7.8mils, 100ohm阻抗，Stackup改为Microstrip，如下：
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来观察仿真得出的TDR波形：测试脉冲trise=20ps，参考阻抗Z0=100ohm
插入损耗- Insertion losses：
回路损耗- Return losses：
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模式转化–mode conversion:
与Stripline相比，Microstrip存在以下不同：
1.MS的损耗要明显小于SL。

2.同样绕线情况下，MS阻抗变化要小于SL，MS回路损耗也明显优于SL。

3.MS在Case 2的绕线方式下，同样存在谐振点，但是谐振点比较靠后，这是因为Microstrip
的速度要比Stripline快的多，从TDR的波形上可以看得出来。

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4.Case 3在末端做相位匹配，MS和SL所得出的结果截然不同，MS对线段上的相位失配
更加敏感。

5.MS在Case 3的绕线方式下，有更多的能量转化为了共模信号。

9.最终结论
上文从不同的角度对差分线三种补偿方式做出了对比分析，可以看到，虽然只是短短的一段走线，绕线方式的不同带来的差异还是比较明显的，如果选取不当，则会对整个设计造成一些不可预知的后果。

同时Microstrip和Stripline对同样的结构，表现出的差异也是相当明显，两种走线方式都有各自的优点和短处，使用时是要根据实际情况来扬长避短。

本文分析虽然没有涵盖所有的情况，但是不难得出以下结论：
1.对差分线的补偿，在相位失配处就近采取补偿，可以得到比较好的效果。

2.采用大的segment快速做出补偿，要优于分成小段沿线补偿的方式。

3.Microstrip在做补偿时，阻抗变动较小，因此引起的反射较小。

4.Microstrip对动态相位的差异要比Stripline要敏感的多，所以使用Microstrip走线时，要
更加注重动态相位的补偿。

5.在做相位补偿时，绕线部分的要控制较大的Gap，减小耦合的强度。

6.任何不正确的补偿方式都会造成大的共模噪声，并影响信号眼图质量。

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