QAM盲载波恢复算法---DD算法(频率捕获范围代码)

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数字调制信号接收技术

数字调制信号接收技术孙海祥;刘杰【摘要】为了实现时多种数字信号的解调,设计了一种全数字接收机体制.对通用环载波同步方法及内插滤波码元同步方法进行了深入分析和设计.仿真结果表明,在误比特率为10-4时,所需Eb/N0比理论值高2 dB.基于通用环和内插定时技术的全数字接收机适用于对PSK,QAM数字调制信号的接收解调,满足数字VSLI硬件实现高集成度、小型化接收机的要求.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2008(031)015【总页数】4页(P171-173,177)【关键词】载波恢复;定时恢复;内插滤波;全数字接收【作者】孙海祥;刘杰【作者单位】中国电子科技集团公司,第54研究所,河北,石家庄,050081;中国电子科技集团公司,第54研究所,河北,石家庄,050081【正文语种】中文【中图分类】TN911.3近年来，数字无线电技术日益受到人们的重视。

数字无线电技术因采用软件化数字化设计，工作稳定可靠，可生产性好，设备小巧，因而在通信中应用越来越广泛。

随着大规模集成电路的发展以及对通信设备小型化、智能化的要求，数字无线电技术已经成为发展趋势。

全数字接收机的概念被提出后立刻引起了人们的兴趣与关注，它和传统的数字接收机不同，其解调和采样所用的本地参考时钟振荡于固定的频率，且不需要反馈控制，滤波、载波同步、时钟同步、数据判决等全由采样后的数字信号处理器来完成。

本文设计提出了适于中频数字化接收机的体制结构和实现方法。

1 全数字接收机组成全数字接收机对中频信号进行采样后，全部采用数字器件和数字处理方法，是一种全数字实现方案。

因其采用数字解调方法，克服了由模拟器件构成的解调器同相与正交两支路参数不一致的缺点。

虽然对已调信号采样要求ADC的采样率较高，但现今的高速ADC器件已足够满足要求。

全数字接收机结构如图1所示。

数字中频信号分别与两路正交载波相乘，然后低通滤波抽取，滤除二次频项，完成数字正交下变频，得到I,Q两路信号。

理解载波恢复

理解载波恢复简介在数字通信系统中，信息可以通过载波基本特性的变化来进行传输。

这些特性，如相位、频率、和幅度，在发射端被修改并且必须在接收端被检测到。

因此，对于接收端来说，恢复载波的频率、相位、和符号时序是绝对必需的。

这一过程就被称作载波恢复并且可以通过各种技术得以实现。

在本演示（或文档）中，我们将探讨频率偏移的影响以及载波恢复中存在的通道噪声。

ASCII 码文本的QAM 调制（带噪声）幅度瞬时正弦波状态：M(t)＜Φ(t)载波恢复基础知识In-Class Demos一个QAM 发送端使用特定的相位和幅度来调制载波信号，而另一方面，如果接收器能够确定原始信号的相位和频率，那它就能准确地检测到这个信号。

因此，两者之间的同步是必需的。

在理想情况下，发送端和接收端将会完美地同步工作。

换句话说，两者将会以同样的方式解释信号的相位和频率。

然而，实际的硬件并不是完美的，而且即使利用某种纠错机制，接收端也不可能精确地锁定到与发送端完全相同的相位和频率。

为了弥补这些不尽完美的特性，采用锁相环或PLL 来匹配接收端和发送端之间的频率（1）。

利用星座图，我们可以表示出每个符号的幅度和相位。

此外，每个符号覆盖在另一个符号之上是为了说明与我们所能恢复载波的相位和幅度之间的一致性。

理想情况下，当接收端的PLL 能够恢复载波，那么每个符号就会在星座图上清楚地分布。

然而，当载波由于通道噪声或频率误差的原因而无法恢复时，星座图也能表示来了。

在右边，我们示出了一幅符号出现在正确幅度处，但其相位正持续变化的星座图。

因为：Frequency = d Θ / dt频率= d Θ / dt所以，当星座图的相位持续变化时，我们能够确定频率估计是错误的。

在这个特定的实例中，我们已经通过在系统中引入足够的噪声来仿真频率误差，从而得以干扰PLL ，甚至将噪声去除之后，PLL 仍然可能无法锁定正确的频率。

载波恢复步骤解决这个载波恢复问题的方法有两个部分，它们可以粗略地分为以下两个部分：频率恢复和符号时序（相位）恢复。

基于信号合成的QAM联合载波相位跟踪算法

ＺＨＵＡＮＧｎＮｉｇ，ＹＵｎ－ｉＳＨｏｇｙ，ＨＥＮｉｙｏＣａ — ａ
（ｎｔｕｅｏｎｏｍａｉｎＥｇｎｅｉｇ，ＩｆｒｔｎＥｇｎｅｉｇＵｎｖｒｉＩｓｉｔｆＩｆｒｔｎｉｅｒｔｏｎｎｏｍａｉｎｉｅｒｉｅｓｔｏｎｙ，Ｚｅｇｈｕ４００ｈｎｚｏ５０２，Ｃｈｎ）ｉａ
正交幅度调制（Ａ作为一种高效的数字调制方式，谱利用率高，中、容量数字微波通信系ＱＭ）频在大
统、有线电视网络高数据传输、星通信等领域被广泛应用卫般采用ＤＤ或者ＰＬ来处理Ｌ
。对接收信号的正确解调是保障通信效率
Ｔｉｎｌｒｏｉｅｆｅｅｎｇｄｍｏｕａｅｈｅｓｇａｓａｅｃｍｂｎｄａｔｒｂｉｅｄｌｔｄ，Ｓｔｉｎｌｗｏｌｘｔ．Ｏｉｓｉｏｃｍｐｅｉｙ
ＫｅｒｓｌｗＳｙｗｏｄ：ｏＮＲ；ＱＡＭ；ｓｇａｃｍｂｎｎ；ｊｉｔａｉｒｐａｅｔａｋｎ；ｄｃｓｎｄｒｃｅｉｎｌｏｉｉｇｏｎｒｅｈｓｒｃｉｇｅＴ９１７
文献标识码：Ａ
文章编号：６１— ６３２１）１０４１７０７（０１０ — ０３—０５
ＪｉｔＣａｒｅ－ｈｓ－ａｋｎｇｒｔｍｏｏｎｒｉｒＰａｅＴｒｃｉｇＡｌｏｉｈｆｒＱＡＭｓｄｏｉｎｌＣｏｉｉｇＢａｅｎＳｇａｍｂｎｎ

DTMB接收机定时恢复算法及其高效VLSI实现

DTMB接收机定时恢复算法及其高效VLSI实现
张阳;陈赟;巫建明;曾晓洋
【期刊名称】《小型微型计算机系统》
【年(卷),期】2008(29)10
【摘要】提出一种基于中国数字电视标准DTMB(Digital Terrestrial/Television Multimedia Broadcasting)的时域定时恢复方案.该方案采用全数字延迟锁定环来跟踪定时误差,与传统的时域鉴相器相比,本文提出的鉴相算法能实现增益的自动归一化,且捕获范围为原算法的三倍,能纠正采样频率偏差达到±90ppm.此外本方案能实现环路带宽的自动调整,以兼顾较快的收敛速度和较小的抖动.本文最后给出了此方案的性能仿真及VLSI实现结果.
【总页数】4页(P1944-1947)
【作者】张阳;陈赟;巫建明;曾晓洋
【作者单位】复旦大学,专用集成电路与系统国家重点实验室,上海,201203;复旦大学,专用集成电路与系统国家重点实验室,上海,201203;复旦大学,专用集成电路与系统国家重点实验室,上海,201203;复旦大学,专用集成电路与系统国家重点实验室,上海,201203
【正文语种】中文
【中图分类】TP331
【相关文献】
1.基于DVB-C的QAM接收机定时恢复算法 [J], 谭泽富;廖明霞;晏先伟;吴婷婷
2.基于DSP Builder全数字接收机定时载波同步算法的实现 [J], 陈舒;刘奇佳;刘昌清;赵克明
3.全数字接收机中定时同步算法和实现 [J], 晏蕾;余荣;梅顺良
4.全数字接收机定时恢复算法的FPGA实现 [J], 赵毅;梁淮宁;程晓军
5.dPMR接收机定时估计算法及FPGA实现 [J], 朱子文;张涛;关汉兴
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一种用于HDTV中的全数字QAM解调方案的设计

适合在ＨＤＶ中使用。Ｔ
１ＱＭ解调系统的设计Ａ
ＱＭ解调系统的系统结构和模块构成如图１Ａ所示。信号
经ＡＤ采样后．通过内插滤波器调整定时相位，获得最优的／
检测符号。载波恢复模块消除定时模块输出信号的载波频偏、
号的同步．时钟误差信号的提取采用Ｇｒｎｒ法：波恢复ａｄｅ算载采用扫频算法作为捕获技术．并结合面向判决算法构成了鉴相器，既可以达到较大的频偏捕捉范围又可以取得较小的
使用的调制方式 … 由于高阶ＱＭ调制具有频谱。Ａ
利用率高，可高速数据传输等优点．因此，研究和实现高阶ＱＭ技术对我国推广高清电视（ＤＶ）ＡＨＴ
的应用有着深远的意义。
本文设计了一个集成了定时恢复、载波恢复和盲均衡的高阶ＱＭ解调系统。定时恢复采用基于内插算法实现对符Ａ
相偏和相位抖动。均衡模块消除信道对信号产生的码间干扰、
多径干扰及加性噪声等。系统的符号速率设定为７２Ｍｂｕ。３ａｄ
父键训：ＨＤＶ全数字ＱＭ系统建模ＴＡ
１１定时恢复．定时恢复实现框图如图２所示。定时同步环路提供插值
所需的基点索引和插值距离．当码元到来时．内插滤波器根据这两个参数进行正确的插值计算．从而得到码元的最佳采样点。定时误差检测器主要是从接收到的信号中提取时间误

全数字高阶QAM解调系统的设计

１
引言
随着对频带利用率越来越高的需求，人们把研究的焦点越来越集中到高频带利用率的调制技术
ＱＡＭ上，ＤＶＢＣ等有线数字电视标准中已经把２６Ｍ列为其调制方式的一种。但它是以牺牲其抗 — ５ＱＡ
信号，分别经过模拟低通滤波器后控制高频头以及中频放大器。固定时钟ＡＤ采样信号经下变换，转换／
图１ＱＡＭ解调系统结构框图
收藕日期ｔ２０ —００修订日期：２０・２１０４１—２０４１・４基金项目：国家自然科学基金资助项目（０９３６６４６１）
为简单。本文主要研究基于该系统结构的基础上，对产生的准基带信号的处理方法。
Ｖｏ．２１１
Ｎｏ６．
Ｄｅｅｂｅ，２７ｃｍｒ００
全数字高阶ＱＡＭ解调系统的设计
宫丰奎，李兵兵，刘鹏
（安电子科技大学ＩＮ国家重点实验室，陕西西安７０７）西Ｓ１０１
摘要ｔ给出了一种适合高阶２６Ｍ的全数字ＱＡＭ解调方案，提出白适应改变环路带宽的极性判决载波恢复算５ＱＡ法以及基于ＣＭＡ算法和Ｓ算法的盲均衡算法，并且结合内插滤波器对整个解调系统进行了优化。算法用ＦＧＡ实ＧＡＰ现并成功应用到高阶ＱＡＭ接收机中。关键词ｔＱＡＭ；定时恢复；均衡；载波恢复中图分类号ｔＮ９１Ｔｌ文献标识码ｔ高阶ＱＡＭ解调系统的设计

改进的16QAM载波频偏估计算法

改进的16QAM载波频偏估计算法向劲松;刘飞;马圣明;杨松【期刊名称】《电视技术》【年(卷),期】2013(37)15【摘要】Aiming at the carrier frequency offset estimation algorithm with the small estimated range and the high computational complexity problem,a new FFT frequency offset estimation algorithm based on training symbols is proposed for QAM coherent optical transmission system,which removes the modulated phase information from the received signal accurately using training sequence.Then a estimation value by using the peak of a period gram,which is employing FFT transform is got.The computing divided by 4 in the original offset estimation algorithm is eliminated to expand the range of frequency offset estimation,and the computational complexity is reduced by decreasing the FFT transform length.The simulation results show that the improved algorithm has a higher frequency offset estimation accuracy and larger estimation range,and its estimation range is about 50％ of the symbol rate.%针对QAM相干光传输系统中载波频偏估计算法存在估计范围小、计算复杂度高的问题,提出一种基于训练符号的FFT频偏估计算法.利用训练符号相位信息消除部分采样信号调制相位,取该部分信号的幅角进行FFT变换,最终得到频偏估计值.消除了原频偏估计算法中除以4的运算,从而扩大了频偏估计范围,同时由于减少了FFT长度进而降低计算复杂度.仿真结果表明,改进后的算法在QAM相干检测系统保持较高精度的频偏估计情况下,其估计范围可以达到±50％符号速率.【总页数】3页(P156-158)【作者】向劲松;刘飞;马圣明;杨松【作者单位】重庆邮电大学光纤通信技术重点实验室,重庆400065;重庆邮电大学光纤通信技术重点实验室,重庆400065;重庆邮电大学光纤通信技术重点实验室,重庆400065;重庆邮电大学光纤通信技术重点实验室,重庆400065【正文语种】中文【中图分类】TN911【相关文献】1.适用于16QAM信号的载波频偏估计算法 [J], 周庆龙;肖龙;江桦2.协作OFDM系统中改进的载波频偏估计算法 [J], 鲍晶晶;赵兴华3.一种基于16QAM调制系统的LDPC改进算法 [J], 邓洪高;黄宇仁;孙少帅4.OFDM系统中改进的16QAM软判决解调算法 [J], 张力;施玉松;姜建;李甲;王营冠5.一种适用于16QAM的自适应阈值载波锁定检测算法 [J], 刘洋因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

16QAM原理及算法的交流稿

16QAM原理与算法
DSP（digital signal processor）是一种独特的微处理器，是以数字信号来处理大量信息的器件。其工作原理是接收模拟信号，转换为0或1的数字信号，再对数字信号进行修改、删除、强化，并在其他系统芯片中把数字数据解译回模拟数据或实际环境格式。
16QAM原理与算法
数字信号处理(Digital Signal Processing，简称DSP)是一门涉及许多学科而又广泛应用于许多领域的新兴学科。20世纪60年代以来，随着计算机和信息技术的飞速发展，数字信号处理技术应运而生并得到迅速的发展。数字信号处理是一种通过使用数学技巧执行转换或提取信息，来处理现实信号的方法，这些信号由数字序列表示。在过去的二十多年时间里，数字信号处理已经在通信等领域得到极为广泛的应用。
一个BPSK映射数为2（即：0、1），一个16QAM则是16（由 0000~1111），DSP处理的幅度及相位能力愈强，接收端表现出的码元处理速率则越高，包络线的分布数也越多；在DSP运算下，假设在 PS域下，采用8PSK调制的单载波码速率为7.2Mbit/s，则采用16QAM 后，可支持的速率上限则为7.2*2=14.4Mbit/s。
下面以四电平的16QAM为例介绍如何对多电平基带信号进行判决并恢复出二进制码。
1、四电平自然码逻辑将四进制的值、自然码及按判决结果列在表1中。表1：
16QAM原理与算法
从FEC前向纠错编码，用一个简单的D/A转换器将一对符号比特
转换成四电平信号，送入平衡调制器另一端输入RF或IF载波。用类似
16QAM原理与算法
16QAM原理与算法
• 一、内容介绍
➢ 16QAM简介 ➢ DSP介绍 ➢ 16QAM原理图与星座图

QAM原理

QAM是一种在两个正交载波上进行幅度调制的调制方式。

这两个载波通常是相位差为90度(π/2)的正弦波，因此被称作正交载波。

这种调制方式因此而得名。

概述同其它调制方式类似，QAM通过载波某些参数的变化传输信息。

在QAM中，数据信号由相互正交的两个载波的幅度变化表示。

模拟信号的相位调制和数字信号的PSK可以被认为是幅度不变、仅有相位变化的特殊的正交幅度调制。

由此，模拟信号频率调制和数字信号FSK也可以被认为是QAM的特例，因为它们本质上就是相位调制。

这里主要讨论数字信号的QAM，虽然模拟信号QAM也有很多应用，例如NTSC和PAL制式的电视系统就利用正交的载波传输不同的颜色分量。

类似于其他数字调制方式，QAM发射信号集可以用星座图方便地表示。

星座图上每一个星座点对应发射信号集中的一个信号。

设正交幅度调制的发射信号集大小为N，称之为N-QAM。

星座点经常采用水平和垂直方向等间距的正方网格配置，当然也有其他的配置方式。

数字通信中数据常采用二进制表示，这种情况下星座点的个数一般是2的幂。

常见的QAM形式有16-QAM、64-QAM、256-QAM等。

星座点数越多，每个符号能传输的信息量就越大。

但是，如果在星座图的平均能量保持不变的情况下增加星座点，会使星座点之间的距离变小，进而导致误码率上升。

因此高阶星座图的可靠性比低阶要差。

当对数据传输速率的要求高过8-PSK能提供的上限时，一般采用QAM的调制方式。

因为QAM的星座点比PSK的星座点更分散，星座点之间的距离因之更大，所以能提供更好的传输性能。

但是QAM星座点的幅度不是完全相同的，所以它的解调器需要能同时正确检测相位和幅度，不像PSK解调只需要检测相位，这增加了QAM解调器的复杂性。

M-QAM信号波形的表达式为：其中g(t)为码元信号脉冲。

因此QAM可以分解为分别在两个正交的载波cos2πfct与sin2πfct上的M1-PAM与M2-PAM的叠加，其中M1M2 = M。

一种新的基于软件无线电的QAM调制信号的同步算法

ｍｅｔｄｂｒｇ￣ｎｅｙｐｏｒｍｍｌｇｎ．Ａｎｈｅｆｔｅｆ．ｕｅｎｈｓｏａｒｅｏｆｃｅｔｉｄｔｅｉａｏ＇ｍｅｂｆｒａｄｔｅｌｔｆｃｒｉｒｃｅｉｎｄｈｌ８ｉｉｓ￣ｔｐｅＯｏｔａＳ
ｔａｉｈｔｈｓｔ
ｎｍ舳ｂｌｍｅｔｄｉｅｌｉ．Ｔｅｒｔａｎｌｓｓａｄｓｍｕａｉｎｓｏａｅｄｇ－Ｉｃｅｉｅｎｅｒａｍｅｈｏｅｉｌａｙｉｎｉｌｔｈｗｔｔｔｏｍｐｎｔｃａｏｈｈ
ｒｈｄｅｏｋｗＵｉｍｏｓｗｒｅ．ｔ
．Ｉ￣，ｔａｅｎｔａｉｈｓｃｐｎｔｇｔｉｅｃｇｅｆｑｅｃｎｐ－ＩｉｏｈｉｂｓｏｅｃｒｅｐａｏｅｓｉｅａｏｔＴｒｒｕｎｙａｄｉｉｌ１８．ｍｓｄｈｒｒｅｍａｎｈｂｓｆｈａｉｅｓｍｅ
频率会有微小的偏差。另外传播延时还会导致载波
相位的偏移，如果检测器是相位相干的，接收机必须估计出这种载波频率的偏差和相位偏移，这就是载
波同步所要考虑的问题。为了恢复发送信息，必须
对解调器输出进行周期性的抽样，每个符号间隔抽
样一次。因为在接收机中对发收双方的传播延时一
曾长华。杨，震６郑，清。
（南京邮电大学ａ信息工程系．．院办，．ｂ南京２００）１３０
摘
要：在软件无线电数字通信系统中，为了基于纯软件来实现收发同步，出了一种新的基于软件提
无线电的ＱＭ调制信号的同步算法。该算法采用载波相位补偿频率偏移的思想，Ａ利用软件鳊程实

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%%DD算法---频率捕获范围
%仿真参数
N = 500000;
M = 256;
SNR = 30;
samplingFreq = 5000000;
carrFreqOffset = -300000:20000:300000;
carrPhsOffset = 0;
h1 = modem.qammod('M',2^8, 'SymbolOrder', 'Gray');
h2 = modem.qamdemod('M', 2^8, 'SymbolOrder', 'Gray');

%鉴相器参量
DifferOfPha = zeros(1,N);
DD_bitsOutput = zeros(1,N);
DD_DifferOfPha = zeros(1,N);
Z = zeros(1,N);
Y = zeros(1,256);

%锁定检测器参量
lamuda = 0.7;
beita = 0.6;
Ncounter = 0;
Track_sign = 0;
MeanOfY = 0;
Lock_N = zeros(1,length(carrFreqOffset));

%环路滤波器及NCO参量
fs = samplingFreq;
fn = 50000;
yita = 0.5;
wn = 2*pi*fn/fs;
Kp = 2*yita*wn;
Ki = wn^2;
PraZ = 0;
PhasControl = 0;
PhaseOfNCO = 0;

%环路捕获频率
PreAcqFreq = 0;
RealAcqFreq = zeros(1,length(carrFreqOffset));

%通信过程仿真
for fre = 1:1:length(carrFreqOffset)
bitSrc = randi([0 M-1],1,N);
bitsTransmit = modulate(h1,bitSrc);
phaseStep = carrFreqOffset(fre) / samplingFreq;
phaseVar = phaseStep * (0:1:length(bitsTransmit)-1);
aftFreOffset = bitsTransmit .* exp(1j*(2*pi*phaseVar+carrPhsOffset));
bitsnoise = awgn(aftFreOffset,SNR,'measured');
for m=1:N
%%PD
DifferOfPha(m) = bitsnoise(m)*exp(-1j*PhaseOfNCO);
DD_bitsOutput(m) = demodulate(h2,DifferOfPha(m));
DD_DifferOfPha(m) = modulate(h1,DD_bitsOutput(m));

Ncounter=Ncounter+1;
if(abs(DD_DifferOfPha(m)-DifferOfPha(m))Y(Ncounter)=1;
else
Y(Ncounter)=0;
end
if(Ncounter==256)
MeanOfY = mean(Y);
Ncounter = 0;
end
if(Track_sign==0)
Z(m) = imag(DifferOfPha(m)/DD_DifferOfPha(m));
if(MeanOfY>yita)
Track_sign = 1;
Lock_N(fre) = m;
end
else
Z(m) = imag(DifferOfPha(m)/DD_DifferOfPha(m));
end

%%Loop Filter
Phaz = Kp*Z(m) + PhasControl;
PhasControl = Ki*Z(m) + PhasControl;

%%NCO
PhaseOfNCO = PhaseOfNCO + Phaz;

%%acqucisition frequency
Acqfreq = 0.01*PhasControl + 0.99*PreAcqFreq;
PreAcqFreq = Acqfreq;
RealAcqFreq(fre) = PreAcqFreq/2/pi*5000000;
end
end

%figure
figure(1);
i1 = 1:1:length(carrFreqOffset);
plot((i1-16)*20000,RealAcqFreq,'k-*','linewidth',2);
xlabel('实际频率偏移/Hz');
ylabel('环路捕获频率/Hz');
grid on;

if 0
figure(2);
i2 = 1:1:length(carrFreqOffset);
plot((i1-16)*20000,Lock_N,'k-*','linewidth',2);
xlabel('实际频率偏移/Hz');
ylabel('环路工作时间/T');
end