开关电源滤波器设计

开关电源滤波器设计 Prepared on 24 November 2020

开关电源滤波器设计（一）

一、前言传导EMI 是由电源、信号线传导的噪声，连接在同一电网系统中的设备所产生的EMI会经过电源线相互干扰，为了对传到EMI进行抑制，通常在设备宇电源之间加装滤波器，本文主要探讨开关电源的EMI滤波器设计方法。二、开关电源的传到EMI来源与组成开关电源的噪声包含有共模和差模两个分量，此两分量分别是由共模电流和差模电流所造成的。图一所示为共模电流和差模电流的关系图，其中LISN 为电源传输阻抗稳定网络，是传导性EMI 量测的重要工具。在三线式的电力系统中，由电源所取得的电流依其流向可分为共模电流和差模噪声电流。其中，共模噪声电流ICM 指的是Line、Neutral 两线相对于接地线(Ground)之噪声电流分量，而差模噪声电流IDM 指的是直接流经Line 和Neutral两线之间而不流经过地线之噪声电流分量。

开关电源图一共模电流和差模电流之关系图

在Line 上，共模噪声电流和差模噪声电流分量是以向量和的关系结合，而在Neutral 上，共模噪声电流和差模噪声电流分量则是以向量差的关系结合，两者的关系以数学式表示如下：

其中，为流经Line 之总噪声电流，为流经Neutral 之总噪声电流。

为了有效抑制噪声，我们必须针对噪声源的产生及其耦合路径进行分析。共模噪声主要是由电路上之Power MOSFET(Cq)、快速二极体(Cd)及高频变压器(Ct)上之寄生电容和杂散电容所造成的，如图二所示。而差模噪声则由电源电路初级端的非连续电流及输入端滤波大电容(CB)上的寄生电阻及电感所造成，如图三所示。

图二共模电流耦合路径

图三差模电流耦合路径

开关电源滤波器设计（二）

三、EMI 滤波器的基本架构

本文所使用的EMI 滤波器的架构如图四所示，其中的元件包含了共模电感(LC)、差模电感(LD)、X 电容(CX1、CX2)、Y 电容(CY)，以下将对各元件作一一介绍：

图四EMI滤波器的架构

1 共模电感(CM inductor)：

共模电感是将两组线圈依图五的绕线方式绕在一个铁心上，这种铁心一般是

采用高值的Ferrite core，由于值较高，故电感值较高，典型值是数mH 到数十mH 之间。图五上的绕线方式会使差模电流相互抵消，故对差模而言不具有电感的效果，也不易使铁心饱和。反之对共模电流而言，其所产生的磁通会加倍，所以具有电感的效果。一般而言，耦合电感均有漏电感，因此，绕组对差模电流所产生的磁通无法完全抵消，这对差模噪声的衰减将会有所效用。另一方面对共模电流而言，因为磁通无法完全加倍，这将使得共模电感值降低。

共模电感的漏感量测方式如图六所示，将两绕组其中一端连接，由另一端量

图五共模电感图六共模电感的漏感测量法

测电感值，此量测到的感值即是共模电感的漏感量，可表示成2(LC-M)，其中M表示两绕组之间的互感。

在滤波器中共模电感的两个绕组是并联的，以图七为例，理想上，上下两线圈所产生的磁通量是图八的两倍，由于电感的定义是L=φ/I，其中是磁通链(Flux linkage)，I 是线圈电流，故上下两线圈的各别感值是图八的两倍，不过两者又是并联，并联后的感值将和图七相同，故等效的共模电感是LC 而不是LC/2。

图七测量共模电感的两线圈图八测量共模电感的一个线圈

2. 差模电感(DM inductor)：

差模电感必须流过交流电源电流，一般是采用值较低的铁粉心(Iron powdercore)，由于值较低所以感值较低，典型值是数十uH 到数百uH 之间。

电容：

X 电容是装在L、N 之间，一般是选用高容值的金属膜电容，容值由到

1uF。 4. uY 电容：Y 电容是装在L-G、N-G 之间的电容，通常以成对、相等的容值对称的出现在滤波器上，其大小必须要符合安规的限制。

开关电源滤波器设计（三）

四、EMI 滤波器之CM、DM等效电路推导及衰减度的评估

在本文推导等效电路的过程当中，我们把CM电感的漏电感部分，全部并入DM 电感LD 当中。其CM 和DM 等效电路的绘制方法如下：

1. CM 的等效电路:

欲求图四EMI 滤波器之CM 等效模型，其步骤如下：

a. 将所有的X 电容消去，如图九所示。

干扰源图九EMI滤波器的CM等效模型之一

b.以接地点为对称点将电路对折，其等效CM 电感量等于尚未对折电路之电感量，而DM 电感由于并联的关系，其等效电感量为原本的一半，而Y 电容的等效电容并联成尚未对折电路的两倍，LISN 提供的二个50Ω负载并联成

25Ω的等效负载，如图十所示。

干扰源图十EMI滤波器的CM等效模型之二

2. DM 等效电路：

欲求图四之EMI 滤波器DM 等效模型推导步骤如下：

a.拿下所有的接地点，简化串联的Y 电容，如图十一。

b.将CM 电感取掉，再将DM 电感放到一边，使其为原来的二倍，如图十二。接着我们决定：

干扰源图十一EMI滤波器的DM等效模型之一

干扰源图十二EMI滤波器的DM等效模型之二

1. CM 部份的衰减度

图十中的CM 噪声若为开关电源，则可以将其等效成一个电流源，如图十三所示。一般而言，我们习惯以电压变数来观察电路的特性，因此我们运用电路理论中的"互易定理"(Reciprocity theorem)将其转换成如图十四所示的电路。由图十四很容易可以看出它是一个二阶的LC 滤波器，其衰减度是以

40dB/dec的斜率增加的，如图十五所示，其转折频率为：

所以当噪声分离器量到CM 噪声后，便可以决定元件值来计算衰减度以压抑噪声。

图十三CM的等效电路

图十四互易定理后之CM等效电路

2. DM 部份的衰减度

图十三中的DM 噪声若为开关电源，则其等效模型将如图十六所示。其中开关的切换频率是二倍的市电频率，所以图十二可更详细的表示成图十七。

图十六开关电源DM噪声等效模型

图十七开关电源装严滤波器之DM噪声等效模型

考虑图十七之差模等效电路，依开关的状态分成开关ON 和OFF 两种型态进行讨论：

1.开关OFF 时：图十七可以化简成图十八之等效电路，我们可以运用电路理论中的"互易定理"将图十八化简成图十九之等效电路，图十八的电流衰减度等于图十九中的反向电压衰减度。由于1/ωCX2远小于ZP(ZP 通常大于

10kW)，故ZP可以拿掉，其中100ΩW和CX1对衰减噪声也有作用，可是为了方便起见将它省略掉。开关OFF 时的DM 等效电路如图二十所示，由于此种作法是将原本衰减度60dB/dec 的地方以40dB/dec 来低估，所以严定的元件值会稍大，而其他方面并无影响。

图十八图十七之简化图

图十九图十八之简化图

图二十开关OFF时DM等效电路之简化图

2.开关ON 时：图十七可以化简成图二十一之等效电路，由于1/ωCX1极小于100W，可将100W电阻省略而化简成图二十二之等效电路。由于S Z 很小( S Z <1W)，故将它省略，而1 X C 对衰减噪声也有作用，然而为了方便起见将它省略掉，如图二十三所示。由图3-28 可知它是一个二阶的LC 低通滤波器，具有40dB/dec 的衰减能力，结果和图二十相同，最后假设1 X C = 2 X C = DM C ，则不论开关为ON 或OFF的状态，其转折频率均为：

其中：

且具有40dB/dec 的衰减能力。

图二十一图十七之简化图图二十二图二十一之简化图图二十三开关ON时DM等效电路之简化图

开关电源滤波器设计（四）

五、EMI 滤波器的设计步骤

EMI 滤波器之设计，首先必须获得滤波器所需提供的噪声衰减量，此可利用各种噪声分离器分别量测出待测物在未加任何滤波器元件下之共模和差模原始噪声。接着利用上述所得结果，计算出所需的滤波器元件值，然后将整个设计好的滤波器加在待测物电源输入的最前端，并量测检查此时的噪声是否符合规范。以下就滤波器设计之步骤一一详细作介绍。

1. 量测原始共模和差模噪声：

Noise separator Spectrum analyzer

如图二十四所示为传导性EMI 噪声量测系统的架构，噪声由电源传输阻抗稳定网络(LISN)取出以后，经过噪声分离器(Noise separator)可得到想要的噪声值，便可以频谱分析仪(Spectrum analyzer)来进行量测。

2. 计算衰减量

根据下列式子计算共模滤波器所需提供的噪声衰减量(VATT, CM)dB 及差模滤波器所需提供的噪声衰减量。

其中是指规范值，加上6dB 的主要目的是考虑当共模噪声和差模噪

声被衰减至规范标准时，有可能发生相位相同或相位相差180o 而使得火线和中性线之总电压噪声大小超过规范的情况。为了避免这种情形发生，在计算衰减量时可先将标准严定于比规范限制小6dB 之处，亦即使噪声抑制之要求更为严格，以避免滤波后噪声大小仍会超过规范限制。

3. 计算转折频率(Corner frequency)

将从步骤2 所得的共模和差模衰减量与，依其对应于频

率的关系分别画在半对数纸上，横轴单位为Hz纵轴单位为dBuV，如图二十五所示。以共模噪声为例，在对数图中作一条斜率为+40dB/dec 之斜线，将此斜线由规范之最低频率平行往右移动，使其与CM 衰减曲线相切于一点，而且CM 衰减曲线完全位于此斜线的下方。此时该斜线会与横轴相交于一点，此交点所

对应之频率即为共模低通滤波器之转折频率。同理可求得差模低通滤波器之转折频率。

图25

4. 计算滤波器元件值

滤波器元件之电感、电容值越大，则其对噪声之衰减能力越强，且可达到之

转折频率越低，对低频噪声之抑制效果越佳，但相对地必须付出成本、体积增加的代价。由材料特性可知，当电感、电容之值越大时，元件阻抗特性的自共振频率越低，可持续衰减噪声之频率范围相对变窄，因此其值不可无限制增大。考虑电容值对体积的变化率较电感值来得小，而且市售之电容器都有固定之容值，较缺乏弹性，所以在决定共模和差模滤波器的元件值时，我们将优先考虑电容，在安规限制许可下，尽量选用较大的容值。本文所采用的EMI 滤波器架构如图四所示，其中X 电容可滤除DM 噪声，而Y 电容可滤除CM 噪声。

a. 共模滤波器元件(共模电感(LC)、Y 电容(CY))

由于Y 电容是跨接于电力线的两线和地线之间，基于漏电流的限制，Y 电容不能选用太大，以能合乎安规之最大值为主。选取CY 之值后，利用步骤3 所计算得到的共模转折频率fR,CM，可计算出所需共模电感之值如下：

b. 差模滤波器元件（差模电感(LD)、X 电容(CX1 、CX2)）

Cx1 和Cx2 采用相同的元件值CDM，而此值可由fc, DM 与LD 求得：

其中，可由步骤3 求得，但和为未知数，因此对于元件值的决定，设计者有相当大的弹性空间可自行决定。若值取的越大，则可取越

小之值，反之亦然。但滤波器元件值的选用必须考量滤波器对电路本身所造成的影响，例如稳定性和工作性能等因素。

六、实验实例

以一部市售250W 半桥式电源（规格如表1）为例，设计一个EMI滤波器，使其符合VDE Class B 的规范，图二十六所示为利用差模反射网络（Differential mode rejection network，DMRN）作为噪声分离器的噪声量测系统所量测到未经滤波的CM 噪声频谱，图二十七为DM 噪声频谱，依据前一节的方法，计算出ＣＸ= μＦ、ＣＹ= 3300ｐＦ、ＬＣ＝ｍＨ、ＬＤ＝18μＨ，利用这些元件值所设计的滤波器如图二十八所示，而经过此滤波器后所量测到的的CM 、DM 噪声频谱如图二十九和图三十所示，显示本文所提的方法可以有效滤除传导性EMI 的噪声干扰。表1 市售250W 的半桥式电源供应器规格表

图26

未滤波的差模干扰频谱图27未滤波的共模干扰频谱

图 28 设计后的滤波器图29 滤波后的差模频谱图30 滤波后的共模频谱