双闭环控制器设计方法

3.2.2 电流的直接控制 电流直接控制，就是采用跟踪型的PWM控制技术对电流波形的瞬时值进行反馈控制，可以采用滞缓比较方式，也可采用三角波比较方式，进行电流的直接控制。采用PWM技术的直接控制方法从原理上来说可以有效地滤除系统中的无功电流和全部有害电流。与间接控制方法相比较，直接控制方法具有更高的响应速度和控制精度，但它要求开关频率高，因为大功率器件很难以高开关频率运行，因此不采用电流直接控制。一般来说，电流直接控制适合于小功率场合。但从目前世界上运行的无功补偿器的情况看来，电流直接控制在中、大容量系统也有应用。日本新农用于输电80Mvar的SVG和日本神户用于钢厂负荷补偿20Mvar的SVG均采用了电流直接控制方式。前者在电网严重不对称，甚至短路时仍可照常工作;后者对炼钢电极短路引起的电网电压闪变有很好的抑制作用。电流直接控制的SVG控制系统有两种基本结构：1.滞环比较控制；2.电压电流双闭环控制. 本文主要讨论电压电流双闭环控制方法。控制结构如图3.2所示，采用了dq轴下的瞬时控制系统。SVG发出的电流瞬时值经dq0坐标变换变为diqi0i，与有功电流、无功电流参考值作比较后，经PI调节器所得值，再经dq0反变换，得到三相电压信号，进行三角波比较电流跟踪型PWM控制。其中，有功电流参考值由直流侧电压参考值与直流侧电容电压反馈值比较后经PI调节器得到。由于参考值*di和*qi，和反馈值diqi在稳态时均为直流信号，因此通过PI调节器可以实现无稳态误差的电流跟踪控制。即此方法中采用了双闭环反馈控制，环是电流环控制，外环是电压环控制。

*dcu

PIabcdq



di

qi



*di





dcu*qi

控制脉冲

dqabcaibi

ci





PI

PI

图3.3 电流电压双闭环控制原理图 SVG采用电流直接控制后，其响应速度和控制精度将比间接控制法有很大提高。在这种控制方法下，SVG实际上相当于一个受控电流源。由于受电力半导体器件开关频率限制，这种控制方法对较小容量SVG比较适用。 还有一种电流直接控制方法为空间矢量调制控制方法，其原理可参考相关文献，本文不再给出。 以上介绍了SVG的两类控制方法，电流的间接控制和电流的直接控制。通过对比我们可以得出如下结论： (1)电流的间接控制方法相对简单，技术相对成熟，但间接控制与直接控制相比，控制精度较低，电流响应速度较慢。 (2)电流直接控制法对电力半导体器件的开关频率要求高，因此适用于较小容量SVG控制；间接控制法适用于较大容量的SVG控制。 (3)采用电流间接控制的大容量SVG可采用多个变流器多重化联结、多电平技术或PWM控制技术来减小谐波。而采用电流PWM跟踪控制的直接控制方法电流谐波较少。

3.3 控制系统参数计算 将双闭环控制器设计方法用于SVG，只需要经过为数不多的几步简单计算，就可以确定控制器的参数，特别适合控制器参数的现场整定。另一特点是在频域设计控制器时，可以比较方便地将系统中诸如变换器延时，滤波延时等小滞后环节考虑进去。因此，在SVG控制系统设计中，一般采用双环控制，即电压外环和电流环。电压外环的作用主要是控制三相PWM整流器直流侧电压，而电流环的作用是要按电压外环输出的电流指令进行电流控制。 3.3.1 电流环控制系统设计 如图2.2所示,在相坐标系VSR(d,q)中，其dq模型可描述为：

ddd

qqd

eiuLpRLeiLLpRu









(3.5)

32ddqqdcdcuiuiui (3.6)

式中 de、qe——电网电动势矢量dqE的d、q分量

du、qu——三相VSR交流侧电压矢量dqU的d、q分量 di、qi——三相VSR交流侧电流矢量dqI的d、q分量 P——微分算子 设dq坐标系中q轴与电网电动势矢量dqE重合，则电网电动势矢量d轴分量

de=0。 从三相VSR dq模型方程式(3.5)可看出，由于VSR d、q轴变量相互耦合，因而给控制器设计造成一定困难。为此，可采用前馈解耦控制策略，当电流调节器采用PI调节器时，则du、qu的控制方程如下： iI

qipqqdq

KuKiiLies



（3.7）

iI

dipddqd

KuKiiLies



（3.8）

式中 ipK、iIK——电流环比例调节增益和积分调节增益； qi、di——qi、di电流指令值； 将式（3.7）（3.8）代入式（3.6），并化简得：

010iIipdddiIipqqqiIipKRKsiiiKLpKiiLsiKRKsL























（3.9）

显然式(3.9)表明：前馈的控制算法式(3.7)和(3.8)使三相VSR电流环dqii实现了解耦控制，由于两电流环的对称性，因而下面以qi控制为例讨论电流调节器的设计。考虑电流环信号采样的延迟和PWM控制的小惯性特性，已解耦的qi电流环结构如图3.4所示：

图3.4 无qe扰动时的qi电流环简化结构 图3.4中，sT为电流环电流采样周期（即亦为PWM开关周期），PWMK为桥路PWM等效增益。为简化分析将PI调节器的传递函数写成零点形式，即： 1ipiIiipipiIiiKKsKKKss (3.10)

将小时间常数2sT、sT合并。 电流调节器设计方案有两种。当考虑电流环需获得较快的电流跟随性能时， 可按典型I型系统设计电流调节器，从图3.4可看出，只需以PI调节器零点抵消电流控制对象传递函数的极点即可，即iLR。校正后，电流环的开环传递函数为：

1.51ipPWMoiisKKWsRsT

(3.11)

由典型I型系统参数整定关系，当取系统阻尼比=0.707时，有： 1.512sipPWMiTKKR (3.12)

求解得： 3iipsPWMRKTK （3.13）

3ipiIisPWMKRKTK （3.14） 式（3.13）（3.14）即为电流环PI调节器控制参数计算公式。 3.2.2 外环控制系统的设计 由于电压外环的主要控制作用是稳定三相VSR直流电压,故其控制系统整定时,应着重考虑电压环的抗扰性能.显然,可按典型型系统设计电压调节器,电压环的简化控制结构由图3.5所示：

图3.5 三相VSR电压环简化结构 得电压环开环传递函数为： 2

0.7511uuouueuKTsWsCTsTs (3.15)

由此，得电压环中频宽uh为： uueu

ThT （3.16）

由典型型系统控制器参数整定关系得： 220.7512uuuueuKhCThT （3.17）

综合考虑电压环控制系统的抗扰性及跟随性，工程上一般取中频宽5uueuThT，将5uh代入（3.17），计算得电压环PI调节器参数为： 

55343ueuusuusTTTCKT



（3.18）

另一方面，当采用典型型系统设计电压环时，电压环控制系统截止频率c为： 1112cueuTT





（3.19）

当取usT时，5320uueuussThTTT （3.20） 将式（3.20）代入式（3.19）得： 1113220420csssTTT





（3.21）

则电压环控制系统频带宽度bvf为： 30.0242202cbvssffT

 （3.22）

式中sf——PWM开关频率。