噪声系数测量手册part2

噪声系数测量手册

Part 2. 噪声系数测量技巧

安捷伦科技：顾宏亮

1．选择正确的噪声系数测量方法

现在我们知道，噪声系数测量主要可以通过三种方法，分别是Y系数测量方法，频谱仪直接测试法，网络分析仪冷态噪声源法，那下表主要描述在各个场合下适合于选择哪种测量方式。

2．噪声系数测量不确定度分析

在Y系数法测量中，噪声系数测量结果的不确定度主要来源于噪声源以及测量仪器。

噪声源部分

a. 超噪比ENR 的不确定度

b. 噪声源的输出与被测件输入的失配

仪器部分

a.噪声系数测量不确定度

b.增益测量不确定度

c.仪表自身噪声系数

d.仪表输入端失配

Agilent在噪声系数测量不确定度分析上提供给免费的软件可以供用户使用。具体地址如下所示

https://www.360docs.net/doc/fd6625999.html,/noisefigure/NFUcalc.html

举例说明如下图所示

3．校准完后噪声系数不等于零

如果你使用过网络分析仪，那么当你做完直通校准后仪表的S21测量结果一定是0dB。同样在噪声系数分析仪校准后，因为没有接入任何器件，理论上这个时候显示的噪声系数应该是0dB,增益为0dB。但是事实上，经常看到校准完之后不为0.

根据Y系数法测量的理论，仪表的测量结果如下述公式所示

F meas = F DUT + (F NFA– 1)/

G DUT

当校准完后，没有接入任何器件,这个时候测量得到的F meas= F NFA，G DUT=1。

F NFA = F DUT + (F NFA– 1)/1

F DUT = F NFA - (F NFA– 1)/1

F DUT = 1 = 0dB

现在假设增益测量的抖动为0.01dB,那么转换为线性值为10(0.01/10) =1.00231.同时假设仪表的噪声系数为10dB,转换为线性值为10(10/10) =10，这样计算式为如下所示:

F DUT = 10 – (10 – 1)/1.00231=1.02074

F DUT = 0.089 dB

如果增益的抖动为0.05dB，,那么转换为线性值为10(0.05/10) =1.01158，这种情况下

F DUT = 10 – (10 – 1)/ 1.01158=1.10303

F DUT = 0.426 dB

从上述的关系式可以看到，在校准完后未接入被测件时，只要增益的测量发生一点点变化。那么实际噪声系数的测量将有很大的抖动。

下图在不同的仪器噪声系数下，以及不同的增益误差下的噪声系数误差。

增益误差和噪声系数误差关系图

因此Y 系数法测量的仪表都要求配置前置放大器，这样可以降低仪表的自身噪声系数，那样校准完后的噪声系数会非常的接近零。即使校准完，你看到仪表测得的噪声系数不为零一般也没什么问题。因为当你将放大器接上去后，仪表自身的噪声系数对测量结果影响不大。尤其当被测件的增益足够大，那么即使你不校准也能获得一个相对准确的噪声系数结果。

4．噪声源的选择

Agilent 目前提供的噪声源如下所示

噪声源是有雪崩二极管组成的，一般前端会带有衰减器来改善输出端的驻波，这样也能改善测量的不确定度。当电源28V 导通时，雪崩二极管就产生热态的噪声，当电源28V 关闭时，噪声源就相当于电阻产生热噪声。

4.1 低SNR 噪声源与高SNR噪声源的选择

对于低ENR的噪声源来说最主要的特点是端口驻波较好，可以有效的改善失配带来的误差。并且对于某些对源匹配很敏感的放大器来说，在测量的冷热噪声切换过程中影响较小。

但是使用低ENR的噪声源，在校准后抖动很大。因为冷热噪声差别太小，对于仪表来说信号越小测量精度越差，这样导致增益测量波动大。根据前面的描述，最终校准后抖动就很大。

4.2 智能噪声源和普通噪声源的选择

智能噪声源有环境温度感应以及自动

上传ENR的功能。在测量噪声系数时，

假定T cold为290K ，但是往往测量

的时候温度并不为290K，在智能噪声

源中它可以根据环境温度自动自动上

传，这样在仪表内部可以根据环境温

度来自动设置补偿。

5．变频器件Y系数测量方法

变频器件的噪声系数测量相对稍微复杂一点。主要分为固定本振扫描中频，以及扫描本振固定中频的方式。

如果以下变频器固定本振扫描中频为例，如下图所示:

变频关系框图

从上图可以看到在相同的本振下，可以由比本振F LO频率高的上边带F USB通过混频得到F IF，F IF = F USB - F LO。或者比本振频率低的下边带F LSB通过混频获得同样的中频信号F IF ,F IF = F LO– F LSB。两个频段的输入信号和本振混频都可以得到同一个输出F IF，这就是通常所说的镜像。

在实际系统中，混频器前端有滤波器和低噪放等元件限制镜像频率，而在单个元件的测试中，却不一定有相关的设备。噪声源是一个宽带的激励信号，若不加滤波器就直接连到混频器输入端，必然会有镜像频率的响应叠加到输出信号中，使测试结果存在偏差。因此，我们需要正确设置参数的修正镜像频率带来的偏差，得出正确的噪声系数。

我们以N9020A噪声系数测量应用为例,其中DUT setup界面如下：

首先选择DUT为下变频器(Downconv)，频率关系中，IF代表输出，RF代表输入。然后选择对应的边带sideband，LSB和USB分别表示低边带和高边带，统称SSB(单边带)，DSB表示为双边带。不同的变频器，可选择的边带不同，对于上变频器来说，只有LSB和USB两种选择：

LSB:RF =LO - IF

USB:RF=IF - LO

对于下变频器来说，可以选择LSB，USB和DSB.

LSB: IF = LO - RF

USB:IF = RF - LO

DSB:RF LSB和RF USB混频得到的IF的叠加。

通常的噪声系数测试，都是把噪声源直接接到被测件的输入端，被测件输出端接到测试仪表的RF input。由于噪声源产生的是一个宽带白噪声信号，会覆盖包括IF，LO，RF在内的整个频段，一般混频器RF，LO 到IF都有隔离，所以输入信号和本振泄露不会给测试带来太大的影响，但是RF LSB和RF USB混频得到的IF 频率相同，功率接近，如果不考虑这部分影响，可能会使得测试结果与预期相差一倍。

怎样判断当前测量的是SSB(USB或者LSB)还是DSB呢？这是由被测混频器决定的。如果被测混频器

的输入端有滤波器，或者说，它的频率选择性很好，只有单个边带的输入会产生IF输出，此时的测试模式为SSB。如果被测件的带宽较宽，会覆盖RF LSB和RF USB，这时的测试为DSB。

我们在测试中经常碰到的问题就是，被测件的带宽会覆盖RF LSB和RF USB，但是实际工作却是SSB模式，如果要得到最精确的测试结果，就需要在被测件和噪声源之间加上单边带滤波器，然后进行SSB测试，如果要对它作DSB的测试，就可以拿掉滤波器，直接将噪声源接到被测件输入端，配置框图如下：

变频器SSB测量框图变频器DSB测量框图

可以看到，DSB的测试配置比SSB要简单得多，如果能够根据DSB测试结果推算出SSB结果，就可以省去滤波器带来的麻烦，因为在测试时我们不一定有这个滤波器，而且当IF较低时，RF LSB和RF USB非常接近，要进行滤除也比较困难。

DSB和SSB的测试结果之间存在什么样的关系呢？下面我们将依据Y系数法测量原理进行分析。

我们还是以下变频器为例。如下图所示，因为RF USB或者RF LSB都可以通过和本振LO变频得到中频，那么我们先要做一个假设就是RF USB到IF的增益和RF LSB到IF的增益是完全一致的。

变频关系框图

变频器Y系数法校准以及测量过程

在校准的时候，仪表在IF 频率的T C以及T H测量得到的噪声分别为: T C时候: N NFA + KT C BG NFA ○1 T H时候: N NFA + KT H BG NFA ○2

在测量的时候，仪表在IF频率的T C以及T H测量得到的噪声分别为:

T C时候: N NFA + 2*N DUT G NFA + 2* KT C BG NFA G DUT ○3

T H时候: N NFA + 2*N DUT G NFA + 2* KT H BG NFA G DUT ○4

其中NDUT

用(○4–○3)/(○2- ○1)

= 2*(KT H BG NFA G DUT - KT C BG NFA G DUT)/( KT H BG NFA - KT C BG NFA)

= 2*G DUT * (KT H BG NFA - KT C BG NFA) /( KT H BG NFA - KT C BG NFA)

= 2*G DUT

因此在双边带的测试中，增益的结果比单边带的增益高了3dB。换句话说，等于输出信噪比好了3dB。

噪声系数F =SNR(i)/SNR(o)通常用dB来表示NF= 10Log(F)。由于SNR(o)好了3dB，那么噪声系数也好了3dB。因此可以得到如下的结论，对于混频器的Y系数法测试.

a.双边带DSB的噪声系数测量结果比单边带的噪声系数结果好3dB

b.双边带DSB的增益测量结果比单边带的增益结果好3dB

NF DSB(dB)=NF SSB((dB) - 3

G DSB(dB)=G SSB(dB) + 3

以上修正可以通过在测试仪表中设置输入损耗补偿为-3dB，补偿温度为常温（Tc）后，由仪表自动执行，此时，仪表显示的结果即为SSB的结果。

那到底该如何选择测量DSB 还是USB 或者是LSB 呢?

情况1: 固定本振扫描中频

测量结果和你选择的模式无任何关系，在任何情况下DSB USB LSB的结果都完全相同，测量结果都是两个边带共同作用下的结果

DSB,USB 或者LSB 只取决于你是否使用镜像滤波器来滤除镜像成分。

如果你测量的是无镜像滤波器的混频器，但是将来是用在单边带的用途中。那么请按照前述的关系式来得到单边带的结果

情况2: 扫描本振固定中频

测量结果既和你选择模式有关也和你使用的镜像滤波器有关。由于需要扫描本振，那么仪表会自动控

制本振源来设置和模式相匹配的频率

其次比较简单的方法是每次测量中都要仔细观察增益！增益的结果可以反映测量的模式

实例说明: 为了给前面的分析加以验证，我们以一个宽带混频器作为被测件进行了实测。

被测件：Mixer，Mini-Circuits ZFM-11，1-2000MHz

抗混叠滤波器：Low Pass Filter，Mini-Circuits SLP-1200，截止频点1200MHz

测试仪表：MXA，Noise Figure Personality

(a) Mixer (b) LPF

混频器参数设置如下：

LO：1.4GHz，3.5dBm

IF： 400MHz - 420MHz

RF：980MHz - 1000MHz(LSB)，1800MHz - 1820MHz(USB)

用网络仪测试混频器变频损耗，

两根曲线分别表示LSB和USB的

变频损耗，可以看出，两者是比

较接近的：

网络分析仪变频损耗测量结果

变频器DSB测量结果

SSB使用抗混叠滤波器(LSB)测试结

从以上原理分析及测试实例可知，如果下变频器在RFLSB和RFUSB频段的传输特性一致，完全可以用DSB测试的结果来分析得到SSB情况即真实工作情况下的器件特性。有一点需要特别点明，对于测试环境来说，DSB和SSB唯一的区别在于SSB多了一个滤波器，如果不加这个滤波器而仅仅在测试仪表里选择SSB是没有意义的，测试仪表接收到的还是两个边带同时变换到中频得出的信号，即DSB的结果。

另外，若RFLSB和RFUSB不一致，则两者的噪声系数和增益并不存在两倍的关系，用3dB修正的方法会引入较大的误差。因此，测试方法要根据被测件的实际特性和所需的测试精度来进行合理的选择。

6．低中频器件测试

某些测量接收机组件输入为射频RF信号，输出为中频IF信号。该中频信号往往为低频信号，甚至于低于10MHz 或者接近0Hz。但是大部分的噪声源起始频率都是10MHz，因此无法使用Y系数法对这种模块进行测量。在这种情况下可以采用频谱仪直接测试法进行。具体实现原理以及方法详见前述的内容。

7．模拟到数字噪声系数测试

在接收机中，从模拟输入到数字输出的噪声系数该如何获得呢?

模拟到数字的模块和传统模拟模块的主要区别区别在于其输出信号是数字信号，其接收链路的噪声系数由级联的模拟前端和AD的噪声共同贡献，所以：

N0=G1KTB + N a1 + NA AD

上式中，N0是数字输出端噪声总功率，G1是模拟前端的增益，N a1是模拟前端的噪声贡献，NA AD是AD的噪声贡献，系统认为AD的增益为1。

模拟到数字的模块的噪声系数和传统模拟器件的噪声系数的定义是相同的，也可以采用相同的测量方法。但是，对于AD输出的数字信号的功率定义是需要明确的。虽然我们可以根据ADC的参考电压计算出数字信号所对应的功率值，但是实际上数字信号的功率是没有绝对意义的，只需要考虑相对值。在模拟到数字的模块噪声系数测试时，采用Y因子法，我们也只需要获得冷热两种噪声激励时功率的比值。

根据前面的考虑和分析，可以构建如下图所示的测试系统

模拟到数字噪声系数测量框图

系统由噪声源、逻辑分析仪或定制采集卡以及89601B矢量信号分析软件构成。使用外部电源给噪声源供电，加+28V电压时产生热噪声，0V时为冷噪声。89601B软件是Agilent公司提供的矢量信号分析软件，可以对信号进行多域分析，进行频谱分析和功率测量。

举例: 某一个模拟输入数字输出的模块进行测量，获得冷态和热态两种噪声激励下，数字信号输出的功率，测量结果如下图所示：

冷态T cold模拟到数字模块噪声输出功率

热态T hot模拟到数字模块噪声输出功率

分别计算两种功率比值获得Y因子，此例中Y=5.84，所用的噪声源的ENR是15.0 dB，计算得到噪声系数为8.1dB。

8. 毫米波噪声系数测试

毫米波的噪声系数测量主要的挑战是毫米波的噪声源以及如果扩展噪声系数分析仪器的频率测量范围。在毫米波情况下，即使高性能的信号分析仪的底噪也是非常高的，因此使用直接测量的方式变得不太现实。这种情况下，往往需要采用Y系数法来进行测试。

在毫米波噪声系数测量中，首先需要选择毫米波的噪声源，其次需要通过系统的下变频器，变频到中频进行测试。Agilent提供的系统下变频器最高频率范围为110GHz，它可以在N9020A(MXA),N9030A(PXA)或者N897xA噪声系数分析仪中使用。

系统下变频器内置本振，输入为射频信号，输

出为18GHz以下的中频信号。这样在噪声系数

测量中，可以选择为系统下变频器(System

Downconverter)模式。利用这个系统下变频器

可以扩展噪声系数分析仪功能最高到110GHz。

系统下变频器

毫米波扩展测量方式

110GHz 噪声系数测量典型配置

参考文献

1.科学出版社“射频通信电路”, March 2003.

2.Agilent Technologies “Fundamentals of RF and Microwave Noise Figure Measurements” ,5952-8255E ,March

2004.

3.Agilent Technologies “High-Accuracy Noise Figure Measurements Using the PNA-X Series Network Analyzer”,

5990-5800EN, September 2010

4.Agilent Technologies “10 Hints for Making Successful Noise Figure Measurements”, 5980-0288E,Nov 2011

5.Agilent Technologies “Noise Figure Measurement Accuracy – The Y-Factor Method”, 5952-3706E,May 2010

6.Agilent Technologies “Noise Figure Selection Guide”, 5989-8056EN,Sep 2011

7.YuXian,GuHongLiang “混频器的噪声系数测试”,September 2009

8.Wang Fan,Sun DengLiang “数字组件噪声系数”, September 2010