多电平逆变器简介.docx
多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较多电半逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。
二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平 电路为主，一般不超过五电半。
飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电 压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。
级联型多电平逆变器，乂称链式逆变器，以普通的单相全桥（H 桥）逆变器 为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电半数也越多。
它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、 9电平及以上的多电半应用，是目前应用最广的多电平电路。
缺点是需要多路 独立的直流电源且不易实现四象限运行。
级朕型利绍位型电跑牡构的对比项口 级联型蚀位型基本小元 半桥氏两电平逆变器组成的H 桥 半桥式两电平逆变器结构 H 桥宜接串联结构开关器件申联的半桥式结构名个铁此独立、没有貞接电的联系 一个«1压直流电漫,遍过直流电滋串 且. 的臣流电源联分瓜得到的有电的联系的査流电源 钳位电路 无钳位元件及电路 有钳位元件及电路吸收电路 基車不用有阴容吸玫电路 白阻容吸收电路均压 无均压问题及相应的克服电路 右均压问题及相应的克服电曄多电平逆变器的PWM 控制策略可分为:馥阪层咎PWM 廿关頻率优化PWM夕旧电压矢晟PWM卩砸机开黄频率PWM 熬机PWM ＜肿胁冲位看PWM 馳机开关PWM在上述的多电平逆变器的PWM 控制法中，空间电压矢量控制法适用于三・ 五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢最数目较多，控制算法 复杂，不适合用该方法。
对于五电平以上的多电半逆变器，适合采用载波调制 PWM 控制法。
多电平逆变器的〈拎制法 件定借裁消徐PWM载波层栓PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。
载波移相PWM控制法和开关频率优化PWM控制法,则适合于级联型多电平逆变器。
开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电平逆变器。
对于三相具有独立胃流电源的级联型多电平逆变器，载波移相和开关频率优化结合的PWM控制法，町提高等效开关频率，控制效果更好。
多电平三相逆变器中，空间欠量密集，可供选择的矢量模大小种类很多，电圧合成更加接近正弦波，所以多电半的空间电床矢量法控制进度高，输出电床的谐波含量小。
但在电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢星PWM法控制算法非常复杂。
一、NPC型多电平逆变器优点：1)可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2) 电平数越大，输出电圧的谐波含量就越少，输出电斥波形与正弦波就越接近；3)可出接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。
缺点：1)每相桥臂开关器件的工作频率不同，造成了各开关器件的负荷不一致：2)对于In 电半电路来说，每个桥臂需要(In-I) (m~2)个箝位二极管，即随着电平数的增加，所盂箝位二极管数目将快速增加，成本增加；3)电平数越大，利用冗余开关状态來平衡分压电容的电斥平衡的控制算法就越复杂。
三岬m电平电塔拓朴结枸/需君件数目比较电路拓扑结构二极菩箝位型飞跨电容型开关行2(m-l)2∣m-l)2(m -1)箝位二扱管(/n-lX/w-2)O O箝位电容O(加 -1)(加-2)/2O2(W-I)2{m -1)2(m - 1)亘疙母线电容(W-I)(,"-1)(/M-1)/2＞二极管箝位型三电平逆变器1.拓扑结构二极管箝位型三电平逆变器主电路图三电平逆变器共有3*27的空间电压矢星，3个零矢量，独立的空间电压矢呈有19 (=l+l*6+2*β)个,60°区域小三角形个数为1+3=4o2.控制策略1)开关频率优化PWM控制法具体做法是在正弦调制波中加入零序分帚：，或者正弦波改成梯形调制波，目的是将正弦波的波顶压平，降低开关频率，提高直流电压利用率。
但这种方法只适用于三相三线制逆变器。
该方法可以在以下儿方面达到优化：中点电斥平衡：提供直流电斥利用率: 降低开关损耗。
实际上，这种正弦调制波加入零用谐波的方法本质上与电压空间矢量PWM法是一致的，相当于在半开关周期的始末端均匀分布零矢最。
化化PWM 竝制算法2） 特定谐波消除PwM 控制法该方法是以消除输出电压波形中某些特定的低次谐波为目的的一种PWM 控 制法。
有如下优点：可降低开关频率，降低开关损耗；在线相同开关频率下，可 以生成最优的输出电圧波形：可以通过控制得到较高的基波电床，提高直流电床 利用率。
难点是必须用牛顿迭代法解非线性方程组,运算时间长，无法在线计算。
3） 三相三电半NPC 型逆变器的SVPWM 控制策略实现步骤：首先确定参考欠星所在的扇区及其所在的小三角形，确定合成参 考电压矢量的三个基本矢最：确定三个基本矢最的作用时间，即每个电压欠量对 应的占空比（伏秒平衡）：确定各个基本电床矢量所对应开关状态；确定各开关 状态的输出次序（七段式或者五段式）以及各相输出电平的作用时间。
4） 基于60°坐标系的三电平二极管箝位型逆变器SVPWM 方法 ① 坐标变换采用的60°坐标系为g∙h 坐标系，取g 轴与α轴重合，逆时针旋转60°为h 轴，设参考矢量右，坐标系卩到g ・h 坐标系的坐标变换公式为：■ ■ % =■Miv ∕r。
则坐标系a-b-c 到g-h 坐标系的坐标变换公式为:归一化处理后（矢最坐标整数化），将三电平逆变器的基本矢量变换至g-h坐标系，得到的变换到60°坐标系下三电平逆变器的空间矢星图如图所示：⑴（b）60°坐标系下三电平逆交器空间矢Sl图②矢最分区方法扇区的确定方法：空间矢量图可分成6个扇区（A-F）,设参考电床矢量在60°坐标系中的坐标为喘（％,v li J°参考矢量所处的扇区的位置可以通过下表判断得到。
A⅛BIX C区DX E区]_ _ _Ml<0<0O>0X)怙>0>0>0O<0OV rX ÷ Sft>0<0—<0小三角形的确定方法：每个扇区可分为4个小三角形，根据下表的简单计算就可确定参考矢量所在的区域。
选取处在参考矢最所在小三角形的三个顶点的欠最作为合成参考矢量的基本矢量。
ΛlΛ2A3A4<1>1<1<1I',ΛI<\<1v>+v*>1③欠最作用时间对于一个给定的参考矢量嗚(V叩V lh),在60°坐标系中运用伏秒平衡即可求得各个基本矢量的作用时间或占空比：v rft≈d l v lii±d2v2χ^d3v3ftVM= 〃】VM + d.v2h +d i v yhI 二d∣ + d? + d∖④输出开关状态的确定设这三个基本矢屋% =(V XX.,V VΛ)7,V JrX,V XΛ∈{-2-1,0,1,2},X∈{1,2,3}则对应的开关状态为SX =(Sra,S对,SQ Sχa∖S畑SH∈ {-1,0,1}则开关矢量为Sg = iSM=, S XU S Tht S Xc∈ {-l,0J}Sy = i - V JX一V xh在满足SSS",S"0{-IQ1}的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基y本矢S f7X =(所对应的全部开关状态。
ffi÷60β坐标系的三屯平逆变⅛⅛SVPWM ft真波形基于60°坐标系的三电平NPC逆变器SVPW方法能够很好地实现三电平电压PWM 波的输出，其特点是能够将SVPWM算法极大简化，准确地确定参考电床欠量落入的矢量三角形和计第各个基本矢量的作用时间。
＞二极管箝位型五电平逆变器1.拓扑结构单相二极管箝位型五电平逆变器的拓扑结构。
电路由4个等值分压电容、8 个IGBT 串联构成的开关器件Q 1-Q 1, Q 1' -Q ； , 12个箝位二极管组成。
该拓扑结构 的原理是：采用多个箝位二极管对相应的功率器件进行箝位，利用多种开关组合 來合成所需的不同电平。
输出电压与开关管的关系见下表。
单利二域冷捋位型5电平逼丈务的絵出电压与开关管开关氏色表 序号开关謔件状态4t½⅛ 平% Q IQ2 Q i Q4 Q l f Qi ,Qr Qr 1 1 1 1 1 0 0 0 0 E/2 2 0 1 ] 1 1 0 0 0 £/4 3 0 0 ] 1 1 1 0 0 0 40 0 0 1 1 1 1 0 ■E/4 51111-E/21±:严关器件伙态T”表示开关E 件导逋，"0”表示开关擬件关斷可见，上下桥开关状态互补，即当开关对的其中一只开关导通时，另一只则关断（控制脉冲相反）。
该电路有4个互补对:（Q 1∖ QI ）、（Q 、Q ）、（Q S X Q s ）、（Qo Q ；）。
且在控制过程中，每相电位只能向相邻电位过渡，不允许输出点位的跳变， 这和三电平的情况是相同的。
五电半逆变器共有5'二125种电圧空间矢帚，则有5个零矢量，独立的电斥矢量为1+1*6+2*6+3*6+4*6=61个，60°区域小三角形个数为1+3+5+7=16。
单祁二杈管怙（1型5亀平逆丈務的原理屯路 T ・H▼Z→S < Δ →Δ -κ}γ2sγsγ∆Pl万电平逆变器原理国与电压矢呈图钳位二极管Sl 所需承受的反相电圧为Ed∕4,而钳位二极管S2所需承受的 反相电压确为Ed∕2,钳位二极管S3所需承受的反相电压为3Ed∕4°这样,就存在 每个钳位二极管所需承受的反相电压不一致的问题。
同理，在下桥臂也存在这种 问题。
五电平逆变器改进方奏为此，需在原來的拓扑结构上加以改进。
如果在箝位二极管S2上串联相同 等级的二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相电压均为Ed/4；在箝位二极 管S3上串联相同等级的2个二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相耐床值 也均为Ed/4o 对于下桥臂也采用类似的串联二极管的方法,从而可以解决这类问 题。
这样，五电平逆变器的拓扑结构就转变成如图a 所示形式。
这种改进方案仍存在一定问题。
例如SlO, Sll, S6仅仅是简单的串联，但 由丁•二极管开关特性的多样性，以及其参数离散性，可能导致串联二极管上出现Tl< Φ∣b 五电平电乐矢■图b过电压，因而需要引入较大的RC 缓冲网络，导致整个系统昂贵且体积庞大。
为此, 把图a 所示的五电平逆变器电路进一步改进成如图b 所示的电路。
其工作原理与 前而分析的结果类似。
多平电逆变器
多平电逆变器1. 什么是多平电逆变器？多平电逆变器是一种将直流电转换为交流电的设备。
它可以将来自多个不同电源的直流电输入，并将其转换为适用于各种家电或工业设备的交流电输出。
多平电逆变器通常带有多个输入端口，可连接到太阳能电池板、风力发电机或各种电池等不同类型的电源。
2. 多平电逆变器的工作原理多平电逆变器的工作原理可以分为三个主要步骤：2.1 直流电输入多平电逆变器可以接受来自多个不同电源的直流电输入，包括太阳能电池板、风力发电机和电池等。
这些不同的电源通常具有不同的电压和电流特性。
2.2 直流电转换在这一步骤中，多平电逆变器将接收到的直流电转换为一致的电压和频率。
这通常涉及到将不同电源的直流电输入进行电压升降、电流调整和频率转换等变换操作。
2.3 交流电输出在最后一步中，多平电逆变器将转换后的直流电转换为交流电输出。
这些交流电输出可以用于供应各种家庭电器或工业设备。
多平电逆变器通常会提供多个交流电输出端口，以便同时满足多个设备的供电需求。
3. 多平电逆变器的优势多平电逆变器相对于传统的单一电源逆变器具有多个优势：3.1 多电源适应能力多平电逆变器可以接受来自多个不同电源的直流电输入，这使得它更加适应不同场景下的能源供应。
例如，当太阳能电池板的输出不稳定时，多平电逆变器可以通过接入电池等其他电源来提供稳定的电能输出。
3.2 模块化设计多平电逆变器通常采用模块化设计，使得各个功能模块可以独立运作。
这种设计使得维修和升级变得更加容易。
如果其中一个模块出现故障，用户只需要更换故障模块而不需要更换整个逆变器。
3.3 能效优化多平电逆变器通常具有智能能效优化功能，可以根据输入电源的实际情况调整电流输出和频率调节等参数，以最大程度地提高整个系统的能效。
这使得多平电逆变器在能源利用方面更具优势。
3.4 系统监控与管理多平电逆变器通常具有系统监控与管理功能，可以实时监测电源输入和输出情况，并提供相应的报警和故障诊断。
多电平逆变器简介
多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较多电平逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。
二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平电路为主，一般不超过五电平。
飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。
级联型多电平逆变器，又称链式逆变器，以普通的单相全桥（H桥）逆变器为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电平数也越多。
它的优点是不存在电容平衡问题，电PWM控弦波，5电平以一、NPC型多电平逆变器优点：1）可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2）电平数越大，输出电压的谐波含量就越少，输出电压波形与正弦波就越接近；3）可直接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。
缺点：1）每相桥臂开关器件的工作频率不同，造成了各开关器件的负荷不一致；2）对于m电平电路来说，每个桥臂需要（m-1）（m-2）个箝位二极管，即随着电平数的增加，所需箝位二极管数目将快速增加，成本增加；3）电平数越大，利用冗余开关状态来平衡分压电容的电压平衡的控制算法就越复杂。
二极管箝位型三电平逆变器1.拓扑结构三电平逆变器共有33=27的空间电压矢量，3个零矢量，独立的空间电压矢量有19（=1+1*6+2*6）个，60°区域小三角形个数为1+3=4。
2.控制策略1实际上，2运算34①坐标变换采用的60°坐标系为g-h坐标系，取g轴与α轴重合，逆时针旋转60°为h轴，设参考矢量，坐标系α-β到g-h坐标系的坐标变换公式为：则坐标系a-b-c到g-h坐标系的坐标变换公式为：归一化处理后（矢量坐标整数化），将三电平逆变器的基本矢量变换至g-h坐标系，得到的变换到60°坐标系下三电平逆变器的空间矢量图如图所示：②矢量分区方法扇区的确定方法：空间矢量图可分成6个扇区（A-F），设参考电压矢量在60°坐标系中的坐标为。
多电平逆变器
E S12
S 32
S 42
S 22
vH 2
S13
S33
E
S43
S23
vH 3
S11
S31
E
S 41
S 21
A
vH1
S12
S 32
E
S42 S22
vH 2
S13 S33
E
S43 S23
vH 3
S14
S 34
E
S44
S 24
vH 4
7电平和9电平串联H桥逆变器一相的结构
多电平逆变器
15
A
A6
13电平串联H桥逆变器结构
忽略。
7
单极性调制法
两个极性相反三角波：Vcr和Vcr-，它们的幅值和频率相同，相位互差180°
两个三角波都与同一个正弦 波Va进行比较，产生两个门 信号Vg1和Vg3，分别驱动 H桥逆变器上部的两个器件 S1和S3。
单极性调制法： Vab逆变器 输出电压在正半周期中只在ห้องสมุดไป่ตู้0和+Vd之间切换，在负半 周期，则只在0和-Vd之间 切换。
第4部分： 多电平逆变器
多电平逆变器
1
4.1 简 介 4.2 H 桥逆变器
4.3 多电平逆变器拓扑结构
4.4 基于载波的PWM调制法 4.5 阶梯波调制法 4.6 应用实例
多电平逆变器
2
4.1 简 介
串联H桥逆变器: 英文Cascaded H-Bridge, CHB
S1
D1
S3
D3
Vd
Cd
v AB
3.当S31、S41、S32和S42导通时，为
H1
-2E。
多电平逆变器
多电平变换器的分类
自三电平中点箝位式逆变器拓扑结构被提出以来， 引起人们的普遍关注。经过多年的发展，多电平逆变 器的逆变器的结构形成可以分为以下几类
二极管箝位式 电容箝位式
箝位式
混合箝位式
有源箝位式 通用拓扑结构 H桥级联式 MMC
多电平逆变器
级联式 混合级联式
层叠式
开绕组双端供电式级联 多重叠加式
0
12*3=36 0 4*3=12 2*3*2=12
1*3+2=5
6*3+4=22 6*3+4=22 2*3=6 2*2=4
41
82 82 42 40
注:*不包含反并联二极管
总 结
变换器拓扑类型 二极管箝位式 电容箝位式 实用性 电平数≤3， 实用性较好 一般 电平数≤5， 实用性较好 电平数≤5， 实用性较好 电平数≥5， 实用性较好 电平数≥5， 实用性较好 应用场合 中低压 / 应用功率 中小功率 / 可研究价值 较低 较低
电容箝位自平衡式多电平逆变器(通用拓扑)
电容箝位自平衡式多电平逆 变器是针对逆变器的电容电 压具有自平衡功能而定的名 称，它属于电容箝位式多电 平逆变器的一种改进形式。 这种逆变器不需要借助附加 的电路来抑制直流侧电容电 压的偏移问题，从理论上实 现了电容电压的自平衡。
电容箝位自平衡式多 电平逆变器电路
二极管自箝位五电平 逆变器
二极管箝位式多电平逆变器
这种二极管箝位式五电平逆变器增多了电平数，因而可以 使输出电压和输出电流的总谐波含量大大减小。这种电路结 构形式的显著优点是利用二极管进行箝位，解决了功率开关 管串联均压的问题。但也存在一些缺点：
1）为保证每个箝位二极管承受相同的反向电压，箝位 二极管的数量将按电平数的二次方快速增加。 2）如果采用单一直流电源供电，母线上各个电容的电 压很难控制平衡。 3）内外管的开关应力不同或者说损耗不平衡。
多电平逆变器
m 2H 1 nSM 6(m 1)
m：逆变器输出电平数
nSM: 器件数
H: H桥逆变器单元数 NOTE: 串联H桥逆变器的电平数目总是奇数
13
串联H桥逆变器可完全扩展到任意电平数。下图给出 了7电平和9电平逆变器一相的结构。 在7电平逆串联H桥逆变器中，每相有3个H桥单元，9 电平逆变器中每相有4个H桥单元。
8
4.3 多电平逆变器拓扑结构
1. 直流侧电压相同的串联H桥逆变器
串联H桥逆变器采用由多个直流电源分别供电的H桥单元 ，各单元的输出串联连接输出高交流电压。
5电平串联H桥逆变器:结构如下图所示，其中每相有两 个H桥单元，分别由电压为E的两个独立直流电源供电。
此直流电源可以采用多脉波二极管整流器实现。
H桥逆变器包括两个桥臂，每个桥壁有两个IGBT串联组成。 逆变器直流母线电压固定不变，输出的交流电压可通过PWM 方法进行调节，即双极性调制法和单极性调制法。
g1
Vd
S1
D1
g3
S3
D3
Cd
v AB
S2
D2
g2
g4
S4
D4
4ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
串联H桥多电平逆变器：
由多个单相H桥逆变器(也称为功率单元)组成的，把每个功率单元的交 流输出串联连接，来实现中压输出，并减小输出电压的谐波。是中压大功
第4部分： 多电平逆变器
1
4.1 简
介
4.2 H 桥逆变器 4.3 多电平逆变器拓扑结构 4.4 基于载波的PWM调制法 4.5 阶梯波调制法 4.6 应用实例
2
4.1 简 介
串联H桥逆变器: 英文Cascaded H-Bridge, CHB
第8章 多电平逆变器变频技术..
般都采用中高电压交流电机传动系统。 在20世纪70~80年
代， 对于一些功率在兆瓦级以上的风机、 泵等装置， 多 采用挡板或阀门对其流量进行控制， 能量浪费严重。 如 果采用调速控制实现对其流量的调节则可节省大量电能，
第8章 多电平逆变器变频技术
但当时受电力电子器件及控制技术的制约， 制造中 高压大功率变压变频装置还比较困难， 因此常用绕线转 子异步电机串级调速系统对其控制。 诸如轧钢机械、 电 力机车、 轮船等大功率应用场合的电机， 在静、 动态方
用二电平方案， 开关器件电压等级只需要考虑功率单元
内的中间直流电路电压值。
第8章 多电平逆变器变频技术
多重化技术可以大大降低谐波含量， 提高功率因
数。 在电压型功率变换器组成的多重化系统中， 为防 止由于不同变压器副边绕组电压差而形成环流， 通常 在副边采取串联方式连接。 相应地， 在电流型变换器 组成的多重化系统中， 副边绕组一般采用并联连接。 但是多重化技术需要引入结构复杂的大容量隔离变压 器， 所需功率器件数量较多， 增加了设备投入， 造 价昂贵， 还需要占用一定安装空间， 且多重化技术对 控制精度要求也较高， 因此并不常被使用。
第8章 多电平逆变器变频技术
在功率器件没有本质突破的情况下， 为了使电力电子
装置的输出电压更高， 1980年日本学者A.Nabae等人对其进
行了改进， 提出了中点箝位逆变器（NPC）， 用功率二极 管代替主开关管， 并利用中间的主开关器件把功率二极管
第8章 多电平逆变器变频技术
3. 逆变器并联技术 逆变器并联技术将多个小容量的逆变器并联运行， 并联的逆变器数目可根据系统需要的容量来确定。 这种 方法的主要优点是： 易于实现逆变器模块化， 可以灵活 扩大逆变系统的容量； 易于形成N+1并联冗余系统， 提 高运行的可靠性和系统的可维护性。 逆变器并联技术的 难点是需要从控制电路上解决电压同步、 稳态和动态均 流、 N+1冗余与热切换三大技术。