恒电压增益的低电压Rail_to_Rail运算放大器

第 4 期
徐栋麟等: 恒电压增益的低电压 R a il2to 2 R a il 运算放大器
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但在他的设计中, 其输入对的有源负载随输入对的 偏置电流变化很大, 因此, 输入级的电压增益不是常 数; 同时, 其设计中 AB 类输出级比较复杂, 不利于 电路低功耗的实现。 本文保留文献 [ 1 ] 的跨导控制电 路, 将运放的输入级设计为 Fo lded Ca scode 结构 [ 2 ] , 并与 AB 类控制的 R a il2to 2 R a il 输出级直接结合, 实 现了低电压、 低功耗前提下的电压增益的恒定。
第 31 卷第 4 期
2001 年 8 月
微 电 子 学
M icroelectron ics
V o l131, № 4 A ug 12001
文章编号: 100423365 ( 2001) 0420246206
恒电压增益的低电压 Ra il- to - Ra il 运算放大器
徐栋麟, 林 越, 任俊彦
2K n I n +
2K p I p
( 1)
式中, K n 和 K p 分别是 NM O S 和 PM O S 管的 跨导参数, I n 和 I p 是各自的偏置电流。 恒跨导输入 级电流偏置电路的作用, 就是保持 ( 1) 式的值在各共 模输入电压区域内, 都是一个常数。 下面的讨论都是 基于各 M O S 管工作在强反型区。 211 非匹配模式输入级偏置电流控制电路 在文献 [ 3 ～ 5 ] 中提供的控制跨导和为常数的方 法, 要求 PM O S 管和 NM O S 管的跨导系数 K n 和 K p 都匹配, 即 K n = K p = K 。 就必须满足 ( 2) 式:
恒定。 而且设计中输入对偏置电流在不同共模电压 的过渡区是突变的, 故跨导的平均偏差较大。 本文具体使用的恒跨导偏置电流电路 ( 图 2) 克 服了上述两个缺点。 图中各管都工作在饱和区。 由 于 M 10、 M 11 和 M 12、 M 13 构成 1: 1 的电流镜, 故 可认为 M 10 和M 11 的源极电压相等, 即 M 5 与 M 4 的源极电压相等。 I n 和 I p 分别是 NM O S 和 PM O S 输入差分对中的偏置电流。 该电路可认为是一个输 入 I p , 输出 I n 的电流控制电路。
(
W W ) p ( ) n = Λn Λp L L
( 2)
不同工艺的 Λn 和 Λp 的比值存在较大的差异, 即使同一工艺, 其 Λn 和 Λp 的比值也会有一定的偏 差 ( 有时甚至达到 30% ) , 从而直接影响了跨导和的
当 I c、 I d、 K N、 K P 确定以及阈值电压变化忽略的 情况下, 此种偏置控制电路无需 PM O S 和 NM O S 差分输入对的严格匹配, 就可以保证跨导和 g m T 的 恒定。 且 I n 是随 I p 的连续变化而连续变化的。 在上述电路的分析中, 我们基于所有管子都工 作在强反型区的假设。 但是, 当输入共模电压 V CM 接 近 V dd 时, 流过 M 3 的电流 I p 变得非常的小, 此时, M 3 可能会工作在亚阈值的工作区。 若按 ( 3 ) 式, I p 电流接近 0, 那么M 3 的栅源电压为 V T 3。实际上, 由 于管子处于弱反型, 其栅源电压会低于阈值, 而电路 保证 V GS3 和 V SG4 的和值固定, 当 V GS3 小于阈值电压, V SG4 势必大大增加, 从而使 NM O S 输入差分对管的 跨导大大超过预期的值, 跨导和不成为常数。 克服上 述缺陷的办法是利用前述电流镜电路固定住 V GS3 和 V SG4 的和值, 同时, 用电流源限制 I n 的最大值。 当输入共模电压 V CM 接近为地电位时, 只 有 PM O S 差分输入对工作, 其跨导为:
收稿日期: 2000211202; 定稿日期: 2001201212
计逐渐成为人们研究的热点。 现阶段 R a il2to 2 R a il 运算 放 大 器 的 设 计 注 重 于: 如何保证跨导在整个输入共模偏置电压范围内 恒定; 但作为一般意义上的运算放大器, 仅仅保证跨 导恒定是不够的, 电压增益的恒定在某些运放应用 场合, 有重要的意义。 因此, 本文基于上述两个主要 目的, 通过将偏置输入对电流的跨导控制电路、 差分 输入对的有源负载和 AB 类的输出电路综合优化设 计, 保证了电路的电压增益, 即跨导与有源负载的 积, 在整个输入共模偏置电压范围内是一个常数。 该 R a il2to 2 R a il 运算放大器的输入对跨导控制 电路结构最早由 Sa to sh i Saku ra i 在 1996 年提出[ 1 ]。
( 12) r0 = 1 Κ I 其阻值与偏置电流成反比, 严重影响了 ( 11 ) 式表述
最后, 当 V CM 接近 V dd 时, 其跨导为:
gm T = gm n=
2 I 7 m ax K N
( 7)
为使在输入级的跨导和在各个工作区的值相
( 6) 和 ( 7) 式必须相等, 则可选择 I c = I pm ax 4 等, ( 5) 、 ( 7 ) 式相等。 为使 和 I d = I nm ax 4, 这样, ( 6) 式与 ( 5) 、 ( 5) 和 ( 7) 式相等, 则必须满足:
( 复旦大学 专用集成电路和系统国家重点实验室, 上海 200433)
摘 要: 基于 A lca tel 的 0135 Λ m 标准 CM O S 工艺 (V T = 0165 V ) , 模拟实现了工作电压低达 118 ( ) 的运算放大器; 电路的设计也避免了差 、 电压增益偏差仅为 3% 整个输入共模偏置电压范围内 V 分输入对中 PM O S 管和 NM O S 管的 W L 的严格匹配, 增强了电路对工艺的坚固性。 对输入差分 对偏置电流的控制电路、 差分输入对的有源负载和 AB 类 R a il2to 2 R a il 输出级进行了整体考虑, 确 保电压增益恒定的新型结构, 使该运放在 2 V 电源电压下, 电压增益达到 80 dB ( 10 k 8 电阻和 10 。 p F 电容并联负载) , 单位增益带宽为 12 M H z, 相位裕量 72° 关键词: 运算放大器; 模拟集成电路; R a il2to 2ra il 放大器 中图分类号: TN 722. 7+ 7 文献标识码: A
Abstract: A con stan t2vo ltage2ga in ra il2to 2ra il am p lifier w ith a supp ly of 118 V is im p lem en ted w ith A lca tel’s
0135 Λ m standa rd CM O S techno logy. T he w ho le a rch itectu re, includ ing inp u t, active load and ou tp u t circu it, is de2 signed ca refu lly to rea lize the con stan t vo ltage ga in, w h ich va ries on ly 3 % w hen inp u t comm on m ode vo ltage ranges from 0 to vo ltage supp ly. It g ives the am p lifier robu stness in tha t the w o rk doesn’t need the strict W L m a tch ing betw een PM O S inp u t p a ir and NM O S inp u t p a ir. Si m u la tion show s th is am p lifier, w ith a 2 V supp ly, ach ieves a vo ltage ga in of 80 dB ( loaded by 10 k 8 10 p F ) , a un it ga in bandw id th of 12 M H z and a p ha se m a rg in
g m T = g mp =
2 I p m ax K P
( 5)
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徐栋麟等: 恒电压增益的低电压 R a il2to 2 R a il 运算放大器
2001 年
当 V CM 接近电源电压一半的附近时, PM O S 和
NM O S 差分输入对都工作; 根据图 2 电路, 此时有:
g m T = g mp + g m n =
图 2 非匹配模式输入级恒跨导偏置电流控制电路
由 M 6 和 M 5 的栅源极电压和与 M 3 和 M 4 的 栅源极电压相等, 且忽略 PM O S 与 NM O S 各自的 阈值偏差, 可得:
Ic K N + Id K P= In K P+ IP K N
( 3)
在上式两端同乘以 2K N K p , 则为:
1 of 72°
Key words: O p era tiona l am p lifier; A na log IC; R a il2to 2ra il am p lifier EEACC: 1220
1 引 言
近几年来, 超大规模集成电路的系统集成 SO C (Sy stem O n Ch ip ) 迅速发展。 模拟集成电路设计, 尤 其在 SO C 的模拟集成电路设计中, 使用标准 CM O S 工艺进行模拟电路的设计, 用电路设计方法减少电 路对工艺的敏感, 日益成为一个趋势。 另外, 为了降 低电路的功耗, 集成电路的工作电压越来越低。 对模 拟集成电路设计在动态范围、 电路结构诸方面的要 求越来越高。 所以, 深亚微米下低电压的基于标准 且对工艺相对坚固的模拟集成电路设 CM O S 工艺、
2 差分输入对偏置电流控制电路
R a il2to 2 R a il 运放的输入级一般都由 NM O S 差 分输入对管和 PM O S 差分输入对管并行结构实现, 如图 1 所示。根据输入共模偏置电压 V CM 不同, 其工 作状态可分为三个区域: 当 V CM 接近地电位时, 只有 PM O S 差分输入对管处于放大工作状态; 当 V CM 接 近电源电压式时, 只有 NM O S 差分输入对管处于放 大工作状态; 而当 V CM 在电源电压一半的附近时, PM O S 和 NM O S 差分输入对管都处于放大工作状 态。